氮化鎵(GaN)HEMT是電源轉換器的典範,其端到端能效高於當今的矽基方案,輕鬆超過伺服器和雲端資料中心最嚴格的80+規範或USB PD外部適配器的歐盟行為準則Tier 2標準。雖然舊的矽基開關技術聲稱性能接近理想,可快速、低損耗開關,而GaN元件更接近但不可直接替代。為了充分發揮該技術的潛在優勢,外部驅動電路必須與GaN元件匹配,同時還要精心佈局PCB。

對比GaN和矽開關

更高能效是增強型GaN較矽開關的主要潛在優勢。不同於耗盡型GaN,增強型GaN通常是關斷的元件,因此它需要一個正閘極驅動電壓來導通。增強型GaN的更高能效源於較低的元件電容和GaN的反向(第三象限)導電能力,但反向恢復電荷為零,這是用於硬開關應用的一個主要優點。低閘極源和閘極漏電容,產生低總閘電荷,支持閘極驅動器快速閘極開關和低損耗。此外,低輸出電容提供較低的關斷損耗。可能影響實際GaN性能的其他差別是沒有漏源/閘雪崩電壓額定值和相對較低的絕對最大閘極電壓,矽MOSFET約±20V,而GaN通常只有±10V;另外,GaN的導通閾值(VGTH)約1.5V,遠低於矽MOSFET(約3.5V)。如果外部驅動和負載電路能夠可靠地控制源極和閘極電壓,開關頻率可達數百kHz或MHz區域,從而保持高能效,進而減小磁性元件和電容尺寸,提供高功率密度。

GaN閘極驅動對性能至關重要

使閘極驅動電壓保持在絕對最大限值內並不是唯一的要求。對於最快的開關,一個典型的GaN元件需要被驅動到約5.2V的最佳VG(ON)值,這樣才能完全增強,而不需要額外的閘極驅動功率,驅動功率PD由下式得出:

PD = VSW .f.QGTOT

其中VSW為總閘極電壓擺幅,f為開關頻率,QGTOT為總閘極電荷。雖然GaN閘極具有有效的電容特性,但在閘極的有效串聯電阻和驅動器中功率被耗散,因此,使電壓擺幅保持最小很重要,特別是在頻率很高的情況下。通常,對於GaN來說,QGTOT是多少奈庫倫(nC),約是類似的矽MOSFET值的十分之一,這也是GaN能夠如此快速開關的原因之一。GaN元件是由電荷控制,因此對於具有nC閘極電荷的奈秒開關,峰值電流為安培級,必須由驅動器提供,同時要保持精確的電壓。

理論上,GaN元件在VGS = 0安全關斷,但在現實世界中,即使是最好的閘極驅動器,直接施加到閘極的電壓也不可能是0V。根據VOPP = -L di/dt(圖1),在閘極驅動回路共有的源引線中的任何串聯電感L都會對閘極驅動器產生相反的電壓VOPP,這會導致高源di/dt的假開關。同樣的影響可能是由關態dv/dt迫使電流流過元件的「Miller」電容造成,但對於GaN,這可忽略不計。一種解決方案是提供一個負閘極關斷電壓,可能-2或-3V,但這使閘極驅動電路複雜,為避免複雜,可透過謹慎佈局PCB和使用以「凱爾文連接」和具有最小封裝電感的元件,如低高度、無鉛PQFN型封裝。

20191017TA31P1 圖1 源極和閘極驅動共有的電感會引起電壓瞬變。

高側閘極驅動的挑戰

GaN元件不一定適用於所有的拓撲結構,比如對大多數「單端」反馳式和正馳式元件,因為沒有反向導通,雖然在能效上比矽MOSFET有優勢,但成本過高。然而,「半橋」拓撲—如圖騰柱無橋PFC、LLC轉換器和主動鉗位反馳,將自然成為GaN的根據地,無論是硬開關還是軟開關。這些拓撲都有「高邊」開關,其源是個開關節點,因此閘極驅動被一個具有奈秒級的高壓和高頻波形所抵消。閘極驅動訊號來源於參照系統地面的控制器,因此高側驅動器必須將電平移位與適當的耐壓額定值(通常為450V或更高)結合起來。它還需要一種為高側驅動產生低壓電源軌的方法,通常採用由自舉二極體和電容組成的網路,參照開關節點。開關波形應力為dV/dt,GaN可達100V/ns以上。這導致位移電流流經驅動器到地面,可能導致串聯電阻和連接電感的瞬態電壓,損壞敏感的差分閘極驅動電壓,因此,驅動器應具有較強的dV/dt抗擾度。

為了最大限度地防止災難性的「擊穿」和實現最佳能效,半橋高側和低側元件應保證無重疊被驅動,同時保持最少的死區時間。因此,高側和低側驅動應有嚴格的控制和非常匹配的傳播延遲。

對於低側,接地驅動器應直接在開關源進行凱爾文連接,以避免共模電感。這可能是個問題,因為驅動器也有一個接地訊號,這可能不是最好的連接。因此,低側驅動器可能採用隔離或某種分離功率和訊號的方法,具有一定程度的共模電壓容限。

GaN驅動器可能需要安全隔離

現在增強型GaN元件在離線應用中受到極大的關注,這種應用要求設備及其驅動器至少有600V的高壓額定值,儘管低電壓應用越來越普遍。如果驅動器輸入訊號由內建人工訪問介面的控制器產生,可能透過通訊介面,驅動器將需要符合相關規範的安全隔離,這可透過高速訊號電流隔離器以適當的絕緣電壓實現。

保持驅動器訊號邊緣率和高低側匹配成為這些PCB佈局的問題,雖然控制器電路常被允許作為「主要參考」,但無論如何,在大多AC-DC轉換器中這是常態。

應用示例:主動鉗位反馳

圖2是主動鉗位反馳拓撲的例子,它使用一個高邊開關將換流變壓器的漏電感能量迴圈供應。與「緩衝」或硬齊納鉗位法相比,能效更高、EMI更好、漏波更乾淨、電路應用功耗低,在45W~150W之間,典型的應用包括支援USB PD的手機和筆記型電腦的旅行適配器,以及嵌入式電源。

20191017TA31P2 圖2 GaN主動鉗位反馳轉換器概覽。

圖2顯示安森美半導體專用GaN閘極驅動器及主動鉗位反馳控制器。該驅動器內建一個閘極驅動,具有+5.2V的穩定幅度,適用於增強型GaN的高側和低側,其高側共模電壓範圍-3.5V~+650V,低側共模電壓範圍為-3.5V~+3.5V,dv/dt抗干擾度200V/ns,其採用了先進的結隔離技術。如果在低側元件源極有一個電流檢測電阻器,低側驅動電平移位使凱爾文連接更容易。驅動波形的上升和下降時間為1ns,最大傳播延遲為50ns,且高低側提供獨立的源汲輸出,以定制閘極驅動邊緣,達到最佳的EMI/能效折衷。在這種拓撲結構中,高低側驅動器不重疊,但具有不同的脈衝寬度,以實現由主動鉗位反馳控制器控制的具汲極鉗位和零電壓開關的電源轉換/調節。

應用示例:LLC轉換器

在功率大於150 W的情況下,諧振式LLC轉換器因能效高、開關電壓應力有限而常被使用。該轉換器的一個特點是透過變頻調節驅動波形為50%的工作週期,因此,控制死區時間以保證不發生重疊至關重要。圖3顯示了高性能LLC控制器的典型架構,這種設計可以在500kHz的開關頻率下工作,並且通常用於大功率遊戲適配器和OLED電視、一體化電腦的嵌入式電源。

20191017TA31P3 圖3 基於GaN的LLC轉換器概覽。

如圖2所示的驅動器可保證閘極驅動不重疊。,但對於需要它的拓撲結構(例如電流饋電轉換器)可以禁用此功能。該元件還包含一個使能輸入和全面的保護,防止電源欠壓和過溫...

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