問題:
能否讓低壓放大器透過自舉(bootstrap)升壓以獲得高壓緩衝器?

回答:
您可以採用具有卓越輸入特性的運算放大器,並且進一步提高其性能,使其電壓範圍、增益精度、壓擺率和失真性能均可優於原來的運算放大器。

我曾經設計過一個精密電壓表的輸入,它需要一個低於皮安培(sub-picoampere)輸入單位增益放大器/緩衝器,其低頻雜訊小於1μV p-p,偏移(offset voltage)電壓低至大約100μV,同時非線性誤差小於1ppm。它還需要在音訊和60Hz頻率下具有非常低的交流失真,以便利用不斷增強的ADC解析度。這可謂是雄心勃勃了,但它同時需要使用±50V電源緩衝±40V訊號。緩衝器輸入連接到高阻抗分壓器,或直接連接到外部訊號。因此,它還必須能夠承受靜電放電和過壓輸入的衝擊。

可用的次皮安偏置(bias)電流運算放大器並不多。可堪使用的元件常常被稱為靜電計級放大器,偏置電流低至數十飛安培(femtoampere)。遺憾的是,這些靜電計放大器的低頻電壓雜訊(0.1Hz到10Hz)為幾微伏(峰對峰值)。此外,其輸入偏移電壓和偏移溫度係數一般也不符合要求,另外,其共模抑制比(CMRR)和開迴路增益不夠好,難以支援1ppm線性度。最後,沒有一款靜電計能夠承受高電源電壓。 諸如LTC6240等運算放大器提供了0.25pA偏置電流(典型值)和0.55μV p-p低頻雜訊。這對於輸入緩衝器來說已經足夠好了,但該元件僅支援最高12V的電源,使得我們將不得不在放大器周圍添加電路,以使其適應更高的電壓。

設計方法

圖1顯示了自舉式放大器的原理示意圖。

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圖1:基本自舉式電源電路拓撲

LTC6240由Vp (透過增益為+1的緩衝放大器保持輸出加5V的值)和Vm(由另一個緩衝器驅動而保持輸出減5V的值)供電。

由於電源總是跟隨輸入訊號(由LTC6240的輸出緩衝),因此理想情況下根本沒有共模輸入誤差。即使是平庸的CMRR也透過自舉升壓提升了至少30 dB。該30 dB值是由Vp和Vm緩衝器的有限增益精度所導致的。

LTC6240的開迴路增益也得到了類似的提升。當內部增益節點和電源軌之間存在電晶體輸出阻抗時,放大器電路會發生增益受限的情況。由於電源被自舉升壓到輸出,所以很少有訊號電流流過上述阻抗,而且開迴路增益的增加量與CMRR的提升量相似。但是,輸出負載仍可能會限制開環增益。

也許不那麼明顯,但電路整體壓擺率也被自舉升壓而提高了。通常,它受限於LTC6240內部靜態電流和以電源為基準的補償電容。當電源追隨輸入和輸出時,很少有動態電流流入這些電容,放大器不會進入有限壓擺率狀態。緩衝放大器最終會限制整體壓擺率。

高壓電源Vhvp和Vhvm可能有干擾,但緩衝器輸出會在很大程度上抑制干擾,LTC6240的電源抑制比(PSRR)將大大增強。

所以,這是很棒的;透過自舉式電源,緩衝器在多個方面得到改善。但可能會出現什麼問題呢?圖1所顯示的電路幾乎肯定會振盪。考慮電源針腳行為的最佳方法,是將其視為回饋迴路的一部分:輸出針腳電壓乘以緩衝放大器頻率回應,然後將乘以1/PSRR,加到輸入端,最後乘以開環增益成為輸出,如此循環回復。圖2a顯示了PSRR隨頻率的變化。

我們在PSRR曲線中沒有獲得相位資料,但假設它具有+90°相位。是的,這個+90°就像一個差異化因素。如圖2b所示,從低頻到100kHz,開迴路增益具有-90°相位,之後該負值變得越來越大。緩衝器將具有有限頻率回應,並且也將表現出相位滯後。將迴路中的所有相位滯後相加可,確保在一些頻率下的回饋相位為0°或360°的倍數。如果在這些相位的電源迴路增益大於1,振盪就會發生。 PSRR幅度下降到4dB的低點(衰減 = -4 dB → 增益 = 0.63,非dB),看起來迴路可能永遠不會有足夠的增益來發生振盪。這很可能是錯誤的,因為PSRR同時適用於Vp和Vs,其PSRR增益相加會使幅度超過1。此外,緩衝器可能會有一定的峰化,之後其增益在高頻發生滾降,從而將整體回饋幅度推高至1以上。我們還將看到,緩衝器必須驅動稍大的電容,並且會具有更多的相位滯後。無論如何,LTspice®中的電路模擬表明會發生大訊號振盪(LTC6240的頻率回應和非線性體現在巨集模型中)。

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圖2:(a) LTC6240的PSRR,(b) LTC6240的開環增益

實際的電路建置

圖3顯示了完整電路。

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圖3:完整電路

請注意,1000 pF旁路電容必須與LTC6240電源針腳緊密連接。運算放大器有數十個內部電晶體,在該放大器中,電晶體的Ft量級為GHz。它們常常以回饋方式彼此連接,除非安裝了旁路電容,否則它們可能在高交流阻抗電源下發生振盪。1000pF足以消除這些振盪。我們還希望電源旁路電容遠大於任何輸出負載電容,因為在高頻時,負載電容上的電壓轉換會導致電流流向電源軌,並可能調變電源電壓,透過PSRR回饋引起振盪。因此,旁路電容會降低頻率下的電源調變,相當於降低從輸出到電源的回饋增益。

壓擺這些旁路電容會需要很大的電流,而且必須是雙向的。Q5和Q6是射極跟隨器,可以驅動旁路電容的壓擺電流。Q3和Q4是偏置二極體,用於設置Q5和Q6靜態電流。Q2為這些二極體和齊納二極體D1(實際上是並聯基準電壓源IC)提供偏置電流,D1設置相對於輸出的正電源電壓。Q2的集電極是一個電流鏡的輸出,該電流鏡由高壓軌之間的R9偏置。如果電源電壓不是恒定值,可以用兩個電流源代替R9。

Q7至Q12形成與之前所述相當的Vm減電源驅動器。請注意齊納電壓的不匹配是有意為之的:Vp比輸入/輸出高5V,Vm比輸入/輸出低3V。這種不匹配使輸入電壓的中點位於LTC6240的電源限制輸入範圍以內,從而優化壓擺波形。

通常,LTC6240的電源電流會消耗Q5的射極電流,並基本上關閉Q6,所以Vp緩衝器輸出阻抗大部分是R3。因此,電源回饋Vp路徑的頻寬約為1/ (2π × 100 Ω × 0.001 µF) = 1.6MHz。這保證了在10MHz及以上的頻率(此時LTC6240的開環相位向振盪發展),Vp迴路增益遠小於1。100Ω電阻還讓跟隨器Q5不必直接驅動1000 pF電容。射極跟隨器會有輸出電感,可能與容性負載發生諧振,引起振鈴甚至振盪。

設計自舉升壓至1.6MHz以上的頻率會失敗後,我們將看到整體電路的完美行為在頻率超出大約100kHz時會降級。如果輸出不能完全跟隨輸入,自舉升壓的好處將會打折扣。帶Cin的Rin將頻寬限制在100 kHz,這是ADC跟隨緩衝器的系統抗混疊濾波器的一部分,它還會衰減無線電干擾和不支持的壓擺率。

該電路必須能夠承受任何不受限制的壓擺輸入訊號或ESD,因此Rin也用於限制輸入故障電流。電阻有四個串聯段,以便分擔輸入過驅,暫時承受1kV的電壓。根據訊號源和預期超載,可以減小輸入電阻。

LTC6240內部有保護二極體,可將輸入過壓電流引導至Vp或Vm。允許進入LTC6240輸入的最大故障電流為10mA,但如果有周圍電路可以快速切斷輸入故障,則在短時間內可以增加該電流。該電路的預期應用中存在SPDT繼電器,當未通電時,其將緩衝器的輸入連接到÷10網路。通電後,繼電器直接連接輸入。因此,當未通電時,緩衝器連接到遠大於10 kΩ的源阻抗,故障電壓和電流降低的幅度與10mA連續額定值相當。應用的輸入範圍為±400 V,故障容差為±1000V。這只有在有兩個比較器的情況下才能安全地實現,比較器檢測輸入過壓並快速釋放繼電器。這可以在1ms至2ms內完成,允許100mA瞬態輸入電流,此電流不會熔化LTC6240的保護二極體。請注意,D3至D6用於將輸入超載電流引導至Vhvp或Vhvm電源,該電流此前已通過LTC6240導向Vp或Vm。這些電源可能無法吸收超載電流,因為相對於正常供電操作,該電流是向後流動的。我們將依靠足夠大的旁路電容來安全地保持電源電壓,同時等待繼電器開關減壓。對於100 mA超載,我們將需要100μF電容來使電源在2 ms內的電壓變化保持在2 V以內。

高壓訊號源

當測試實驗室原型時,我意識到我沒有訊號產生器來提供任何波形的足夠輸出電壓擺幅以激勵電路。我有可以產生最多±10V p-p的各種波形的訊號產生器。現在需要設計一個可以清晰地再現大幅度波形的放大器。圖4顯示了一個電流回饋放大器(CFA)的高壓分離式實作方案。

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圖4:高壓放大器

CFA(電流回饋型放大器)具有極高的壓擺率,頻寬通常也很寬(單位增益時)。不過因為我們使用的是高壓電晶體,所以頻寬適中。與較低電壓類型相比,高壓電晶體具有更高的寄生電容和更低的Ft。

這裡有一些事項需要注意。電路本身沒有限流或限制功耗的功能,因此超過10mA的持續大負載電流會燒毀輸出級,甚至可能燒毀更多電路級。此外,最好不要在高壓電源上添加0.1μF以上的旁路電容。如果使用大電容,短路會引起焊接效應。有鑑於此,我不得不在高壓電源上增加100μF旁路電容以抑制二次諧波失真。我用手上下搖動實驗室電源,以避免硬開啟和關閉。請注意,50V電壓就會產生足夠的電流流過人體導致心臟停止。最好將高壓電源的電流限值降至60mA。50V足夠高,這是需要警惕的。

圖4中,ADA4898運算放大器控制CFA,使其精度和失真受到控制。CFA一般具有高直流(DC)誤差,高精度建立時間較長。運算放大器則可解決這些問題。

CFA的正輸圖2b入為節點n25,負輸入為n5(是的,這是輸入)。Rff和Rgg本身將內部CFA的增益設置為約27。這種高增益可以將運算放大器輸出擺幅控制在±2V。CFA可以設定為更高增益以進一步減輕控制放大器的負擔圖4,但如此一來,CFA將損失頻寬,並且失真增加。總增益由Rf和Rg設置為20。Ctweak和Ctweak2配合Rf工作,從215 kHz以上的運算放大器整體回饋中消除CFA的相位滯後,從而增強運算放大器的穩定性。

n13是CFA增益節點,由涉及Q1/Q2/Q20和Q11/Q12/Q19的電流鏡驅動。

Q7/Q8/Q10/Q13形成輸出緩衝器,作為複合互補射極跟隨器。沒有限流電路——請勿將輸出短接到任何東西!

高壓放大器的CFA部分具有35MHz的-3dB頻寬,並且不會自行峰化。整體電路的-3dB頻寬為33MHz,但有8dB的峰化。通常,複合放大器設計的第二放大器的頻寬至少是輸入控制放大器頻寬的3倍以避免峰化,但我們無法獲得如此有利的比率。至少8dB峰值沒有高Q值,並且振鈴會相當快地消失。在峰化頻率以下,目標100kHz訊號再現得很好。在100kHz且輸出為80V p-p時,失真測量值為-82dBc;在100kHz以下且輸出為32V p-p時,失真降至-100dBc。對於快速邊緣,方波回應具有約60%的過沖;當輸出壓擺率小於250V/μs時,過沖很小或幾乎沒有過沖。最大壓擺率約為1900V/μs。

測量設置

我們面對的是大訊號,如何使用的普通實驗室設備來測量±40V輸出?高壓放大器和高壓緩衝器的輸出都不應超過10mA,而且它們也不能穩定地驅動40pF負載。同軸電纜的電容率為27pF/英尺,電容量太大。示波器÷10探針只有大約15pF||10MΩ負載,因此耦合到示波器會沒問題。

對於失真測量,我們實驗室的所有音訊分析儀都不能在100kHz時達到-80dBc,所以我們必須求助於頻譜分析儀。遺憾的是,頻譜分析儀只有50Ω輸入,這對我們的驅動電路來說太低了。我的解決方案是將阻抗提高到50Ω(見圖5);也就是說,在訊號和50Ω分析儀輸入之間放置一個5kΩ分壓電阻,做成一個接近÷100的分壓器。重要的是,5kΩ電阻在低頻訊號下不會出現熱偏移,因為這些偏移與VOUT2相關,會造成偶次諧波。我選擇將5個1 kΩ、2W電阻串聯起來製作Rdivider。2W電阻具有約37°C/W的熱阻,5個1 kΩ電阻具有7.5°C/W的熱阻。在其上施加±40 V正弦波時,功耗為160mW,電阻加熱將導致電阻的溫度升高7.5×0.16 = 1.2°C。電阻偏移大約為100 ppm /°C,因此在DC時會有120 ppm的偏移,或大約0.01%的非線性誤差及-80 dBc的失真。對於我們的測量,這種精度怎麼可能足夠?好消息是分壓器電阻的熱時間常數相當大,我們預計在100kHz週期的中部實際電阻偏移很小。諷刺的是,在較低頻率(可能1kHz及以下)時,失真更差。

由於分析儀輸入範圍有限,80V p-p訊號無論如何都必須衰減,但它仍然太大,無法獲得最佳頻譜分析儀性能。在無輔助的情況下,我們的分析儀只能提供-80dBc失真,這是權衡利弊的結果,否則若不是其雜訊會淹沒諧波,便是大輸入會造成額外的失真。解決的辦法,是在分析儀輸入端放置一個100 kHz的陷阱來消除基波幅度。當訊號少於幾毫伏(僅諧波)時,我們可以實現接近-120dBc的測量範圍。圖5顯示了測試設定。

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圖5:失真測試設定

產生器透過一個低通濾波器(Linput和Cinput)驅動Rterm,濾波器衰減發生器的100kHz諧波。失真由此改善到-113dBc,低於要測量的電路。淨化後的訊號由高壓放大器提升,並由緩衝器傳遞,緩衝器驅動分壓器。

電感由纏繞在大型線軸(用於功率E-I磁芯)上的磁線構成。由於會增加失真,任何類型的磁芯材料都不能使用;必須使用氣繞。只需反覆纏繞和測量。

Ltrap以磁場方式將諧波輻射到相鄰的鬆散無遮罩線路(這是我常用的方法),因此我將陷阱元件放在一個帶有接地BNC插孔連接的餅乾罐中。我們實驗室中有餅乾罐;我喜歡燒烤鍋,但任何遮罩鋼質箱都可以。

為了校準,我將兩個放大器替換為直通線,並記錄下二次到四次諧波頻率時從Rterm電壓到頻譜分析儀輸入的增益。在失真測試中測量諧波時,我使用所儲存的該頻率對應增益來推斷緩衝器輸出端的諧波成分。我用一個示波器監測緩衝器基頻輸出的幅度,計算歸一化諧波的有效值,然後除以基波幅度,得到整體失真。

結果

使用圖5所示設定,頻譜分析儀在70V p-p和80V p-p輸出時的失真為-81dBc,在50V p-p和60V p-p輸出時的失真為-82dBc,在16V p-p和32V p-p輸出時的失真為-86.5dBc,頻率均為100kHz。

然後測量DC線性度、增益精度和輸入範圍。圖6顯示了掃描輸入DC訊號時緩衝器的輸入偏移。

任何具有有用輸入特性的放大器都可以如上所述進行自舉升壓,從而配合高壓訊號工作。超低輸入雜訊或超低偏移放大器可以在數百伏下運行。

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圖6:緩衝器的VOS與VIN的關係。Rl = 50 kΩ和∞

萬用表難以在±40V訊號的背景下解析次微伏的變化,但由於這是一個緩衝器,我們可以簡單地將電壓表從輸入連接到輸出以找到偏移量,並使用一個敏感範圍。對於±40V輸入,該萬用表的共模抑制小於1μV(該測試的輸入短路)。

曲線中的擾動是由低頻雜訊(尤其是熱擾動)引起的。有人在附近或空調就能導致氣流和熱變化,致使電路中出現微伏級的塞貝克和熱電偶電壓誤差。我沒有很好的遮罩室,但我利用一些衣服來遮住電路以防止氣流影響。即便如此,結果仍有0.6μVrms的漂移。

在雜訊中,無負載(綠色)曲線表明增益誤差約為0.03 ppm。還算不錯。未自舉升壓的LTC6240的標稱增益誤差為5.6ppm,CMRR誤差導致的最差情況增益誤差為100ppm。當載入50kΩ(紫色)時,我們看到增益誤差為-0.38ppm。該負載增益誤差相當於0.02Ω的輸出阻抗。很難知道0.02Ω來自何方——它可能是負載電流調製Vp或Vm,並透過LTC6240內的共模抑制或增益限制過程發生作用,或者,它可能只是導線和電路板電阻。無論如何,為使增益保持精確,我們可以將LTC6240的回饋遠端連接到最終負載,形成一個開爾文連接。

圖7顯示了小訊號脈衝回應。

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圖7:小訊號脈衝回應

對綠色通道中的振鈴而言,我要表示道歉,這是高壓放大器的輸出。它不是自行振鈴的,原因只是我使用的示波器探針和板對板接地很一般。黃色通道是緩衝器輸出,它是由Cin + Rin主導的簡單指數圖像。

圖8顯示了大訊號脈衝回應,輸入壓擺率為±32 V/μs——很好很平滑的回應。

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圖8:對中等輸入壓擺率(±32 V/μs)的大訊號回應

圖9顯示了緩衝器對超載壓擺率的回應。在100kHz時80V p-p輸出要求峰值壓擺率為±25V/μs,這在所示的±32V/μs能力範圍內。

圖9:對超載輸入壓擺率(±130 V/μs)的大訊號回應

請注意,輸入濾波器將超載壓擺率限制為緩衝器可以處理的量。漣波是自舉式電路無法跟隨輸出壓擺的偽像,而這導致了壓擺期間輸入餘裕反覆超載。減小Cin會迫使輸入壓擺率變得更大,自舉式電路將無法跟隨,進一步導致漣紋更難看。

總結

本文展示了一種讓低壓運算放大器緩衝器有效自舉升壓成高壓緩衝器的方法。我們所採用的是一款具有出色輸入特性的運算放大器,並進一步提高其性能,使其電壓範圍、增益精度、壓擺率和失真性能均優於原來的運算放大器。