EDN之前的一篇設計實例文章《Latching power switch uses momentary pushbutton》介紹了一個相對簡單的電路,其中的暫態按鈕可以像機械閉鎖開關一樣工作。這篇文章得到了大量的讀者回饋,在回饋中,有讀者追問是否有可能將電路調整為:(a)交叉耦合電路,其中的兩個開關可以互相「抵消」;(b)「時間延遲」電路,其電路將在預定時間關斷。本文將嘗試實現這些建議的電路。

交叉耦合閉鎖開關

圖1顯示了以交叉耦合方式連接的兩個開關電路,其中每個開關透過其自身的暫態按鈕開啟和斷開,而且當一個開關開啟時,另一個會斷開。由於具有相互抵消的特點,這種電路適於汽車指示燈等應用。

20190715TA31P1 圖1 交叉耦合開關獨立鎖定但相互抵消。

這兩個開關電路完全相同並彼此鏡像,即R1a與R1b提供相同的功能,Q1a與Q1b功能完全相同,依此類推。除了額外的交叉耦合元件(C2、D1、D2、R6、R7和Q3)之外,每個開關電路都與《Latching power switch uses momentary pushbutton》中介紹的基本電路大致相同,如該文章中的圖1(a)所示,其中有基本電路如何工作的詳細說明。需要注意的是,根據負載性質的不同,R5是可選的;而且對於馬達這類負載,可能需要在OUT(+)端子和負載之間連上一個阻塞二極體。

為了理解交叉耦合是如何工作的,假設Switch(a)當前關閉,Switch(b)打開,這使得Q1a和Q2a關閉,Q1b和Q2b都導通並透過R3b和R4b相互提供偏置。如果此時按下暫態按鈕Sw1a,則Q1a和Q2a導通,並且Switch(a)鎖定到其通電狀態。在Q2a導通的瞬間,電流脈衝通過D1a、C2a和R7a傳遞到Q3a的基極,導致Q3a瞬間導通,並短暫地將Q1b的基極短路至0V。Q1b和Q2b此時都關閉,Switch(b)鎖定到關閉狀態。Switch(a)現在鎖定在其通電狀態,並將保持此狀態直到按下任一按鈕開關。如果此時按下Sw1b,則Q1b和Q2b接通,Switch(b)鎖定到打開狀態,Q3b瞬間接通,使Q1a和Q2a關斷。

流經Q3的短暫電流脈衝的時間長度由C2-R7時間常數決定,這個時間要足夠長以使對端的MOSFET完全關斷。記住,當Q1關斷時,儲存在Q2閘極上的電荷必須透過與R3串聯的R1完全釋放。一些大電流MOSFET的閘極電容為幾十奈法(nF),因此當R1=R3=10kΩ時,閘極可能需要幾毫秒才能完全放電。現在,當C2=100nF且R7=10kΩ時,Q3將Q1的基極鉗位約5ms,這個時間應足夠長以關閉大多數的P通道MOSFET。

在上述電流脈衝結束時,C2上的電壓將大致等於電源電壓+Vs。如果沒有二極體D1,該電壓將保持Q1導通,從而防止開關關斷。有了D1,阻斷動作將允許開關正常關斷,這樣當Q2關斷時,C2上的電壓將透過R6-D2-R7這個路徑放電。

儘管Switch(a)和Switch(b)是相同的,但它們並不需要同樣的電源電壓,即+Vs(a)和+Vs(b)不需要相等並且可以來自不同的源。但由於圖1中的電路要實現交叉耦合,Switch(a)和Switch(b)必須共用一個共地回路(0V)。對於不能共用共地回路的應用,Q3a和Q3b可以用光電耦合器代替(如圖2所示),它允許每個開關有自己的接地回路,與另一個開關電隔離。大多數普通光電耦合器應該都可以正常工作,但要注意,光電LED需要比電晶體更高的驅動電壓。因此如果電源電壓+Vs比較低時,可能需要降低R7的值(並相應地增加C2的值)。

20190715TA31P2 圖2 光電耦合器實現了完全隔離的交叉耦合開關。

具有定時輸出的閉鎖開關

某些應用可能會需要可以在預設的一段時間之後自動關閉的閉鎖開關。圖3顯示了一種非常簡單的實現定時輸出的方法,其中Q1從單個電晶體改為達靈頓對(Darlington pair,或稱達靈頓電晶體,Darlington transistor),並在Q2的汲極和R4之間插入電容C2。和前述電路一樣,暫態按鈕Sw1用於控制電路。當開關閉合時,Q2導通,並透過C2和R4向達靈頓基極提供偏置電流。電路此時鎖定在通電狀態,Q2透過Q1保持導通。

20190715TA31P3 圖3 對基本開關電路做小改動以實現預設定時輸出。

C2此時開始充電,而C2和R4連接處電壓下降,下降速率很大程度上取決於C2-R4時間常數。當電壓下降時,透過R4傳輸到達靈頓基極的電流也會下降;最終,當達靈頓集電極電流變得太小,無法為Q2提供足夠的閘極驅動時,MOSFET關斷。開關此時恢復到未鎖定狀態,C2開始透過D1放電,負載與R5並聯(若已安裝R5)。請注意,只需按下按鈕,開關即可在定時「導通」期間的任何時刻解鎖,無需等到輸出超時。

由於一對達靈頓對提供了高電流增益,因此可以採用較大的R4值(大約幾MΩ)來產生較長的時間常數。由15V電源供電的測試電路產生的「導通」時間,範圍從大約9秒(C2=1μF,R4=1MΩ)到超過15分鐘(C2=10μF,R4=10MΩ)。將C2增加到100μF,「導通」時間甚至可以超過兩小時。

儘管該電路足以滿足那些要求不高的應用,但它仍有幾個可能限制其適用性的缺點。達靈頓對的電流增益對於確定電路的時間常數十分重要(該增益可能因元件和溫度的不同產生很大變化)。所以對於那些需要精確控制「導通」時間的應用,該電路並不適合。同樣,電源電壓的變化也會影響「導通」的時間。

此外,達靈頓對的集電極電流逐漸減小也將導致MOSFET慢慢關閉。從圖4的波形圖可以看出這種結果,圖中顯示了由15V電源供電、具有500Ω負載、採用FDS6675A MOSFET作為Q2,且R4為1MΩ的電路輸出。請注意輸出從15V(導通狀態)轉換到0V(關斷狀態)幾乎需要3ms的時間,對於輕負載而言,這麼長的關斷時間也許是可以接受的,但對於開關大電流的MOSFET卻遠非理想。

20190715TA31P4 圖4 輕負載時較長的關斷時間也許可以接受。

圖5對上述電路進行了改進,其中達靈頓對由兩個開汲/開集比較器(IC1)取代,R5由潛在分壓器R4-R5取代。R6-R7分壓器產生參考電壓Vref(比較器電源電壓Vcs的恆定分數),為兩個比較器提供穩定的參考電壓。

20190715TA31P5 圖5 改進後的電路可提供精確時序、快速開關,以及抵抗電源電壓變化的能力。

第一次按下開關時,Q2導通,為負載供電,同時正向偏置D1,為比較器提供電源電壓Vcs。此時,如果R4/R5=R6/R7,電壓Vx將略大於Vref,使IC1a的輸出電晶體導通。其輸出變為低電平(接近0V),從而透過R3為Q2提供閘極偏置。

電路現在鎖定在「導通」狀態,定時電容C4開始透過R8充電,C4的電壓Vc呈指數上升。在Vc剛剛超過Vref時,比較器IC1b跳閘,其輸出電晶體導通,將Vx拉低至0V。IC1a的輸出電晶體此時關斷,而且由於Q2不再有閘極驅動,MOSFET關斷,開關解鎖。C4此時透過D2-R6-R7路徑比較快速地放電。與上述的簡單電路一樣,只需按下開關即可隨時解鎖開關。

阻塞二極體D1提供雙重功能。當Q2關斷時,它將R2與儲存在C2上的電荷隔離,從而確保開關正確解鎖。此外,當開關關斷時,它可以防止C2(和C4)利用負載快速放電。這為比較器在Q2關斷時保持供電提供了短暫的時間,從而確保電路以有序的方式關閉。為比較器供電的是開關輸出而不是電源電壓,這滿足了本文介紹的所有電路的基本要求,即(就像機械開關一樣)「關斷」狀態下的功耗為零。

圖6顯示了電路的時序公式,以及當IC1=TLC393、R4=R6=10kΩ、R5=R7=22kΩ、+Vs=15V時的測試電路的結果。請注意Vcs並不在公式中,因此「導通」時間基本上不受電源電壓變化的影響。

20190715TA31P6 圖6 圖5所示電路的時序公式和測試結果。

可以看到,測試結果和理論結果很好地吻合,除了當C4=100μF時產生的「導通」時間比計算得出的時間長很多。這很可能是由於測試所採用的電解電容內部產生了洩漏(非電解類型用於1μF和10μF測試)。若採用合適的元件,可以實現超過1小時的「導通」時間。

忽略D1上的壓降,比較器電源電壓與直流電源電壓大致相同(Vcs.+Vs),這會影響可用的比較器類型。TLC393雙微功率比較器因極小的功率要求和極低的輸入偏置電流(通常為5pA)而成為理想選擇,儘管它們僅限於16V左右的電源電壓。LM393具有相同的功能,並可在高達30V的電源電壓下使用,但由於其電源電流大於TLC393,輸入偏置電流也相對較大(通常為-25nA),這會影響C4的充電速率。選擇R4-R7的數值時,要確保Vx和Vref不超過比較器的高共模電壓限值(對TLC393和LM393來說,大約比Vcs低1.5V)。

除了為定時輸出提供相當精確的控制以外,改進型電路從「導通」狀態轉換到「關斷」狀態的速度比圖3所示的簡單電路也要快得多。圖7所示的波形圖顯示了測試電路的輸出,該電路由15V電壓供電,並採用與上述簡單電路相同的500Ω負載和FDS6675A MOSFET。與圖4中稍顯遲滯的回應相比,從完全「導通」到完全「關斷」的開關時間大大縮短,只有大約100μs。

20190715TA31P7 圖7 電路的改進極大地提高了從「導通」到「關斷」的轉換速度。

選擇元件

上述電路對使用的雙極型電晶體和二極體並沒有特殊要求,只要提供最大電源電壓,大多數具有良好電流增益的NPN雙極型電晶體都是適用的。在最大汲源電壓、電流處理和功耗方面,P通道MOSFET的額定值必須與高階驅動電路中的任何元件相當。需要注意的是,某些類型MOSFET的最大閘源電壓限值遠低於汲源電壓額定值。

例如,IRFR9310的最大汲源電壓額定值為-400V,而閘源電壓被限制在±20V。如果應用需要非常大的電源電壓,則可能需要在MOSFET的閘極和源極之間連接一個保護齊納二極體,以便將閘極電壓鉗位到安全水準。

儘管所有電路中都使用了按鈕開關,實際上按鈕開關是可以用磁簧繼電器(提供磁啟動開關)或其他類型的暫態觸點來代替。唯一的要求是觸點必須相對於電源軌電「浮動」。

最後,請記住圖5中的IC1必須是開汲或開集類型。此外,要注意大阻抗和敏感節點使電路易受雜訊影響,可能導致錯誤觸發和某些不可預測的行為,因此要避免「雜亂」的結構,並在必要時使電路免受EMI和RFI的影響。

(參考原文: A new and improved latching power switch,by Anthony Smith)