電流回饋放大器(CFA)能提供最高的大訊號頻寬(LSBW),但DC精準度相對較差,本文將詳細闡述引起其DC精準度差的因素。CFA設計中特別關注的部分是共模抑制比(CMRR)誤差,輸入緩衝器增益< 1.0是引起低CMRR原因,較新的全差分放大器(FDA)提供CFA和VFA兩種版本。基於CFA的FDA也具有較差的直流精準度,而較新的基於VFA的「精密」FDA則可以提供相當不錯的直流精準度。不過,這些VFA版本的FDA確實會帶來一些本文所述典型運算放大器所無法描述的附加DC誤差源。

CFA的DC精準度

CFA真正找到用武之地是在小增益視訊線路驅動和差分xDSL線路驅動器當中,而在這類AC耦合的輸出端設計中,DC精準度就不那麼重要了。這種架構不太適合獲得低標稱輸出DC誤差或漂移,一旦CFA可以實現較低的標稱25℃ DC誤差,它們的漂移接下來就要斟酌了。所有的CFA從V+輸入到V-輸入都包含一個單位增益緩衝器,該緩衝器會與以下的DC誤差項目有關:

1.輸入失調電壓和漂移;

2.同相偏置電流和漂移;

3.反相偏置電流和漂移;

4.CMMR(由緩衝器增益< 1.00000所引起)。

即使付出相當大的努力,目前有記錄的最佳輸入失調電壓漂移的標稱值為1μV/℃,最大值為5μV/℃,甚至絕大多數CFA都沒有指定最大失調電壓漂移。CFA的兩個輸入偏置電流本質上是由於NPN和PNP βs不匹配所引起的基極電流之差,這兩個輸入偏置電流的機制在細節層面上完全不同,因此它們在25℃標稱,以及溫度漂移下都是不匹配的。輸出DC誤差漂移通常由反相偏置電流漂移乘以回饋電阻(Rf )所決定。即使是最新推出的單通道CFA元件THS3491也僅指定了-116nA/℃的標稱Ib-漂移(沒有最小值/最大值,但是第一次使用了CFA漂移長條圖)。為確保穩定性,CFA元件要求的回饋電阻值(Rf )的範圍很窄,用THS3491推薦的576Ω,對於QFN封裝(Av =+5V/V),算出它的輸出漂移為576 * (-116nA/℃)=-67μV/℃——可以說幾乎算不上是一個DC精密元件。而且,由於兩個輸入偏置電流在25℃標稱值或漂移項均不匹配,因此偏置電流抵消技術在這裡不適用。

再進一步,CFA元件目前所知的CMRR是在緩衝器增益略小於1.0000時所得來。在四個相等電阻、差分到單端的配置中,當用共模源驅動這兩個輸入時,是這個輸入級兩端之間的輕微增益損耗產生了一個輸出訊號。大多數CFA輸入緩衝器是開環的,這種情況下,0.996的典型增益透過公式(1)可得到48dB的CMRR規範(α是以V/V表示的緩衝器增益)。

CMRR = 20log (1-α ) (1)

獨立的開環緩衝器所指定的DC增益,由於其有限的DC輸出阻抗,而非常取決於負載。CFA和極高壓擺率VFA中所用的輸入緩衝器都會看到空載狀態,因為這兩種情況下的整個環路會驅動它們的輸出(誤差)電流到零。反相CFA引腳的緩衝器輸出將誤差電流陰極級聯到電流鏡,同時還強制反相節點電壓跟隨V+輸入。作為整個CFA回饋環路的一部分,意味著高DC環路增益會將該緩衝器輸出中的誤差電流驅動到零,這與緩衝器看到空載狀態的說法相同。這個環路增益引起的空載條件相對於外部電阻設定使緩衝器直流增益非常恆定地保持在稍低於1.000。

CFA中的這個「CMRR」影響會將增益從理想值縮小。這點可以很容易地在一個簡單的同相單位增益緩衝器應用中看到——其中輸入級緩衝器增益會將V+到V-的增益略微減少到低於1.0000,而環路增益(LG)/(LG+1)增益壓縮又會使它略微減少到輸出電壓。四相等電阻、差分到單端配置可以更普遍地用於探測共模輸入電壓擺動所引起的輸入級誤差訊號的極性和幅度。該測試示例可產生一個非常小的輸出電壓擺動Vout,從而把由該Vout除以LG所得的輸入參考誤差減小到相對於CMRR影響所產生的輸入誤差來說無關緊要的程度。該CMRR誤差會產生一個±μV/Vcm輸入誤差電壓,然後經過雜訊增益(NG)放大,加到輸出誤差上。

圖1所示測試是將1Hz輸入方波輸入到四相等電阻電路中,並在檢測輸入誤差電壓的輸出端探測方波的極性和幅度。如同所有CFA元件一樣,如果CMRR影響是-μV/Vcm的(或收縮增益),則該正開頭的輸入訊號將產生負開頭的誤差訊號(受控源中包括-1)。對於圖1中所用低功耗OPA684來說,該誤差電壓方波位於靜態DC誤差項的頂端;對於1Vpp Vcm測試訊號(在V+輸入引腳處),這個1.615mVpp輸入誤差會得到-20 * log(1.615mV/1)=55.8dB CMRR。OPA684 CFA的這個CMRR相比更典型的48dB CMRR較高,得益於閉環輸入緩衝器設計,並且與資料手冊規範大致相同。根據公式(1)求緩衝器的增益,得到OPA684模型的標稱值α=0.9984V/V。

20190618EDNTA31P1 圖1 OP684 CFA模擬模型中由於CMRR影響引起的輸入誤差電壓。

雖然沒有真正「精密」的CFA運算放大器,但它們也有好壞之分。表1所示的是CFA元件在25℃輸入失調電壓最大值條件下進行一個粗略分類,分類過程中發現極少數元件指定了最大失調漂移(並且許多元件在物理上顯示出輸出DC漂移受反相偏置電流漂移所支配)。在從2mV到最大5mV的這個最大失調範圍內,對每個失調值依25℃最大供電電流升冪的方式再次分類。在每個最大輸入失調值中,該升冪供電電流可以對元件依降冪輸入電壓雜訊和升冪壓擺率進行粗略的分類。為了得到較新的元件,這張表也篩選掉了以下的項目。

1.最大輸入Vos >±5mV;

2.輸出淨空>2.0V;

3.如果有禁用和非禁用版本,只提出禁用版本;

4.過時和停產的元件。

20190618EDNTA31P1-1 表1 單通道CFA依最大輸入失調電壓升冪分類。

再回到高壓擺率的VFA元件,用兩個開環輸入緩衝器,由於CMRR影響,在其模擬模型中可能也會顯示出有非常輕微的增益壓縮(-μV/Vcm )。如圖2所示,TINA庫中所提供的基於電晶體的AD8057模型確實會有增益收縮。許多基於更「巨集模型」的元件在這個相同的模擬測試中會顯示出+μV/Vcm影響。對於圖2中的1Vpp Vcm輸入擺動來說,這個模擬得到的0.31mVpp輸入誤差電壓可以算出70dB的CMRR,這個結果與AD8057 CMRR圖形比較符合,但不符合60dB的規範。

20190618EDNTA31P2 圖2 在極高壓擺率AD8037 VFA模擬模型中,CMRR影響引起的輸入誤差電壓。

再來看其他類型高速VFA元件,不清楚它們會顯示+還是-μV/Vcm誤差,它們的模型似乎基本上是隨機地給出極性(某些模型從原來的版本更新到最新的版本後極性反轉過來)。有些資料建議這個CMRR誤差應該是以0μV/V為中心的雙極高斯分佈,但這是否意味著平均CMRR為無窮大dB?在更大範圍的VFA運算放大器中,對CMRR誤差項可能需要做更多的建模工作。

高速FDA的DC精準度

FDA有CFA和VFA兩種類型,CFA版本的FDA具有驚人的壓擺率,但DC精準度相對較差。當將它應用到廣泛的使用CFA版FDA解決方案的AC耦合訊號通路時,DC精準度差也沒有關係。對於這類元件而言,最麻煩的通常是輸入失調電流漂移規範,這個規範通常沒有。表2提供了一份完整的DC誤差規範,裡面完全看不到Ios漂移——看25℃輸入失調電流的範圍似乎也蠻差。

20190618EDNTA31P2-1 表2 基於CFA的超寬頻FDA(ADA4927)的DC誤差規範示例。

現在來看更「精密」的VFA版的FDA元件(表3),它們具有尋常的輸入失調電壓(Vos )和失調電流(Ios )誤差項,還有由兩個回饋網路不完全匹配所引起的,以及由共模控制環路(以達到所需的平均輸出電壓)所引起一系列其他誤差項。這裡僅考慮DC問題,首先假設兩個回饋電阻和分壓器比率對於輸入完全匹配——如圖3中的例子所示,使用了精密RRO、NRI THS4551元件,以及四個相等的10kΩ電阻,並在±2.5V電源上有一個接地Vocm輸入。同心高斯DC誤差(如Vos和Ios )通常指定±1δ為典型值,然後該雙極性值會分配一個極性,以包含標稱模擬模型,資料手冊中提供了完整的雙極性最小/最大誤差範圍和漂移。圖3顯示了帶探測點的簡單DC設置,圖4是DC模擬所得結果,這些數字會遮蓋部分電路。

20190618EDNTA31P3 圖3 等電阻THS4551 FDA標稱DC誤差測試模擬。

然後運作直流工作點模擬,顯示標稱模型中內建有這些誤差項目。

從共模電壓開始,當Vocm引腳的輸入為0V時,共模輸出電壓顯示有+1mV的失調。這與±1mV典型規範的振幅相匹配。這個元件非常典型,因為其共模控制失調誤差在輸入控制引腳受到驅動時要比它懸空時較低,該元件的懸空輸入Vocm失調電壓(相對於供電電壓中位元值)通常為±2mV。在用於驅動ADC時,這個共模失調輸出電壓通常可以忽略不計,因為ADC在共模輸入電壓範圍(若有指定)上有一定的容差,其值遠超過這些小於±20mV的輸出Vocm誤差。

這個負軌輸入(NRI)、PNP輸入級的元件,會有輸入偏置電流流出輸入引腳。圖4中顯示的平均值0.9934μA與資料手冊中的1μA典型值非常接近,該NRI元件的輸入引腳上所規定的輸入偏置電流是單極性的。對FDA來說,一個新的情況是,這個共模輸入偏置電流會使「輸入」共模電壓偏離輸出共模電壓,後者受共模控制回路所控制。如圖4所示,5.47mV的輸入共模電壓從1mV輸出共模電壓向上轉換,並將提供的0.993μA共模電流分流進Rg2對地的路徑,然後從Rf2流回1mV輸出共模電壓,這個輸入Vcm電平轉換大約等於輸出Vcm電壓+輸入Ibcm電流乘以從兩個輸入節點看出去的阻抗值Rf ||Rg

20190618EDNTA31P4 圖4 精密THS4551 FDA的DC工作點誤差。

差分輸出失調是輸入失調電壓和輸入偏置電流(Ios )失配影響的組合。+50μV標稱輸入失調電壓經由NG=1+Rf /Rg放大到達輸出,而差分失調電流(Ios )會將Ios * Rf加到其上。由於這個Ios是差分的,因此輸出共模控制環路不起作用,差分輸入虛地會將它乘以Rf值,傳到輸出。

THS4551模型將典型的Vos極性設置為從V+到V-為50μV。這會產生一個+100μV的Vo_diff輸出(圖4中使用(Vo+ )-(Vo- )電壓表)。然後這個模擬所得的輸出失調會減小,並加上Ios項的標稱模型極性。在此,同相輸入引腳上的Ios比反相輸入高9nA,由於Vos的關係,會將100μV的輸出降低9nA * 10kΩ≈90μV,得到+11μV的模擬值。同樣,該模型分配了標稱值和極性,而資料手冊中所給的整個範圍,應用此來進行差分輸出失調的最小/最大值分析。

輸入偏置電流平均值上的溫度漂移只會改變輸入共模電壓,Vocm失調電壓上的溫度漂移可以直接表示為輸出Vocm漂移。Vos和Ios上的溫度漂移,其增益會與靜態值相同:Vos是NG,Ios是Rf

這些精密FDA輸入級的CMRR通常夠高,所以引起的誤差很小。圖5所示的簡單測試會驅動±2V到1kΩ Rf =Rg匹配電路,因此會得到±1V的輸入共模擺動,然後會由於CMRR而產生非常小的3.56μV輸入誤差電壓。這個誤差擺動可計算得出115dB CMRR,它與繪圖匹配,但與典型的110dB CMRR規範不匹配,然後,這個小+μV/Vcm影響會乘以NG到達輸出。

20190618EDNTA31P5 圖5 採用THS4551模型的輸入級CMRR測試電路。

FDA周圍電阻不匹配對DC精準度影響

相比於前述簡單的誤差項,FDA周圍電阻的不匹配會增加更多的DC輸出誤差項。首先要考慮的僅是相等標準值回饋電阻Rf的影響,但是又要給它們的值留有一定的容差。設定DC模擬在NG=1時Rf值的失配為±1%,將會得到圖6所示的典型輸出誤差。這裡,NG=1,因此輸出以+50μV的Vos失調值開始。回饋電阻Rf值的200Ω失配會對Ibcm項產生一個差分增益——負1μA * 200Ω會產生-200μV失調,最終得到-150μV,如圖6所示。(V-)-(V+)探測點顯示該模型的輸入失調電壓等於50μV。另外,這個標稱值只是用於建模目的,其中整個±175μV 25℃最大所測Vos範圍和±50nA Ios範圍應被用於輸出DC誤差頻寬分析。

20190618EDNTA31P6 圖6 Rf不匹配測試顯示輸出Vodiff發生變化。

回饋分壓器比率不平衡會帶來一系列共模到差分的轉換誤差。從任何輸出共模項到差分輸出誤差的轉換增益如公式(2)所示。在圖7裡,G1≡Rf1 /Rg1,G2≡Rf2 /Rg2

20190618EDNTA31P7-1

圖7中的測試用例可以用來驗證這個誤差。此處將一個±50mV、1Hz方波訊號加在Vocm輸入端,其中,回饋電阻R相等,而G項則不平衡——上面回饋通路的比率高1%,下方通路的增益低1%。將其代入公式2,得到輸入Vocm訊號的增益為+0.01——如圖7中的輸出波形所示。Vocm上的這個100mVpp輸入,由於回饋比率不匹配,在輸出端出現1mVpp的差分誤差。

20190618EDNTA31P7 圖7 由增益失配引起的從Vocm變化到輸出差分電壓的轉換增益。

這個共模到差模(DM)轉換增益適用於:

˙FDA Vocm輸入電壓和漂移;

˙訊號源的Vicm電壓和漂移。

在設計單電源、單端到差分、50Ω輸入匹配的應用時,增益網路的不平衡是造成輸出靜態DC差分失調較差的一個非常普遍的原因。圖8給出了這個典型設計,它使用了增益為1V/V的主動源阻抗解決方案為50Ω的訊號源提供50Ω的匹配。在此,增益失配相對較低,但是在這個單+5V電源設計中將其乘以2.5V Vocm輸入電壓,可以預知由於這個輸出失調而產生的差分輸出誤差為-1.59mV——遠超所有其他初始25℃差分輸出失調誤差。

20190618EDNTA31P8 圖8 由增益不平衡和輸入Vocm電壓引起的輸出差分失調。

圖8中的模擬顯示FDA本身的其他差分失調略微減少了這個誤差。對這種內建誤差的一個簡單改進方法是將Rg2側的標稱電阻網路匹配成訊號輸入端所見,通常,這個相對較大的初始差分輸出失調可以校準,然後漂移對每項輸出差分失調的影響就成為更重要的項目了。

這個CM到DM的轉換增益可能存在由於標準值選擇而引起的靜態誤差,然後由於電阻容差而引起擴散,也可能存在由於Vocm輸入容差和直到輸出CM電壓的漂移而引起的擴散加漂移。通常,相對於輸入失調電壓漂移項乘以NG,這個基於Vocm的輸出差分失調「漂移」可忽略不計。用THS4551的最大±10μV/℃共模失調漂移和圖8中的轉換增益,只得到0.0063μV/℃的輸出差分漂移。儘管標稱輸出差分失調通常由這個Vocm輸入乘以增益不平衡轉換增益所決定,但由於輸出差分失調漂移通常受輸入失調電壓漂移乘以NG所決定,其漂移貢獻通常可忽略。

輸入共模偏置電流(Ibcm )的影響,加上電阻的不平衡,是所有VFA版本FDA的一個新的誤差源。簡單來說,Ibcm首先會由於Rf值的失配而產生一個附加的輸出差分失調。另外,此Ibcm乘以每個輸入看出去的平均阻抗(Rf ||Rg ),會使輸入共模電壓發生轉換(輸出CM控制環路會將此誤差移至輸入引腳CM電壓)。然後,這個電壓會乘以前面所述的(G1-G2 )項,生成一個輸出差分誤差,這些相同的增益會加到Ibcm漂移誤差項上。

最新推出的FDA在輸入級DC誤差項上都有了很大的改進。表3提供了一系列這樣的解決方案,依25℃最大輸入失調電壓升冪排列。為了減少這些單通道選擇,這裡還篩選掉了以下內容:

˙最大25℃輸入失調電壓 >1.5mV;

˙1k MSRP>$4.00;

˙過時的元件。

20190618EDNTA31P8-1 表3 基於VFA的單通道、精密FDA元件。

請注意,有一些Gmin >1的元件說明是去補償設計,其目的主要是實現較低輸入電壓雜訊和較高壓擺率。在這個FDA例子裡,Gmin =1V/V會有DC NG=2。這有時意味著簡單的頻寬限制回饋電容會遇到低相位裕量情況——若NG是在較高頻率時為1V/V。

CFA(以及CFA版FDA元件)無法提供良好的DC精準度。除了較高輸入失調電壓漂移和失配輸入偏置電流所帶來的主要誤差,對於同相增益配置來說,CFA也會存在看起來像是-μV/Vcm輸入誤差的CMRR影響。這會把同相增益從理想值壓縮(可能會有在使用兩個開環輸入緩衝器極高壓擺率的VFA拓撲中的類似效果)。

VFA版FDA是從通常的輸入失調電壓和失調電流誤差開始,然後加上由於兩側電阻網路不匹配而引起的各種靜態和漂移誤差。通常,這個不匹配會對期望的Vocm電壓產生主要的靜態誤差,但很少會形成重要的漂移項。LTC6363 FDA最近的一些版本添加了精密片上電阻設計,以減少固定增益版本中的這些電阻失配誤差。下一期的內容「高速放大器穩定性問題!」也是高速放大器應用工程師的必備知識。

(參考原文: DC Precision Considerations for High Speed Current Feedback and Fully Differential Amplifiers, Insight #4,by Michael Steffes)