你有沒有學過如何確定運算放大器的壓擺率?好吧,這是個圈套,因為可能根本就沒人教過你這個。但你應該聽說過某個放大器「適用於輸出電壓轉換速率高至10V/μs的電路」,因為在其資料手冊裡註明了壓擺率為10V/μs,來看看為什麼事實並非如此。

假如將一個增益頻寬積為B的單級運算放大器用作雜訊增益為G的非反相放大器,實際上它應該類似一個截止頻率為B/G的一階濾波器。此時若採用階躍訊號輸入,其輸出將具有典型的RC低通回應特性;若將輸入階躍訊號放大一倍,其輸出波形任中任意一點的值也將加倍,這意味著每個點的dVout/dt值都將加倍。線性系統是不是很棒?

當dVout /dt不隨輸入驅動量的增大而增大時,就需要採用壓擺率限制技術了。這種技術將壓擺率限制在某個最大值,使輸出電壓轉換速率不可能更快。正如阿諾史瓦辛格在《魔鬼終結者2》中所說的那樣,「這輛車只能開這麼快了。」圖1顯示了一個模擬階躍(歸一化為單位增益)輸入,具有5.3MHz單極帶限,並通過兩個具有相似增益頻寬積(GBW)的運算放大器(由LTspice提供)。紅色跡線表示快速擺率(LT1812,100MHz,壓擺率為750V/μs),藍色跡線表示慢速擺率(LT1801,80MHz,壓擺率僅25V/μs)。

20190613TA31P1 圖1 帶限階躍訊號通過一對放大器。

是不是只要輸出速度不需像資料手冊所說的那麼快,就沒問題了呢?如果輸出只需要每微秒轉移5V電壓,那麼一個可保證最小5V/μs壓擺率的放大器,再加一點安全裕度,就能夠很好地產生所需的輸出電壓嗎?

實際上並非如此。如果讓運算放大器的輸出接近資料手冊裡的最大速率,輸出可能很不準確。要明白這一點,首先需要理解為什麼具有常用的轉換限制機制的運算放大器並非理想的運算放大器,理想運算放大器增加了一個「if-then」條件限制,可以防止輸出轉移速度太快。

壓擺率來自哪裡,《Art of Electronics》這本書裡有很好的解釋,參看第三版的307~308頁,或第二版的407~408頁,但必須仔細體會字裡行間的意思。在典型的運算放大器中,輸出電壓的變化率受輸入級可以轉儲到補償電容中電流量的限制。該輸入級通常為差分對,兩個元件共用一個尾電流源,兩個元件電流之和保持不變。輸入之間的有限電壓引導差分對將有限的電流導入或匯出補償電容,圖2顯示了一個典型的運算放大器。

20190613TA31P2 圖2 運算放大器內部結構。(資料來源:Barrie Gilbert《Are Op-Amps Really Linear》)

這個引導過程有兩個特點。首先,也是最明顯的,它是有限制的——超過100%的尾電流無法導入電容,你可以提供額外的輸入電壓,但是結果一樣,不會有更多的電流了。其次,輸出電壓會盡可能快地轉換,它對輸入電壓的進一步變化完全沒有回應,因此放大器增加的增益也降至零——是的,一點都沒有。

這對於隨便看示波器的人(casual scope-prober)來說可能並不明顯,因為輸出電壓在輸入訊號確定的方向上仍然很大。但是,如果增加一點額外的訊號,輸出不會有任何反應。而且,環路中沒有正向增益,當系統沒有回饋時(如同貓離開了),就會產生開環誤差(如同老鼠開始搗亂)。因此,不要期望「正常」的電源抑制水準(這是我最想要的),或任何內部雜訊的抑制,也不要指望平均運算放大器模型能在模擬中揭示這一點!

多年以前,我曾在設計濾波器時出現過一個更微妙的結果。如果放大器的輸入級由雙極型電晶體製成,不考慮發射極退化(以實現低輸入雜訊),差分對輸出電流變化與輸入電壓之間遠非線性關係。放大器的開環增益與輸入特性的斜率成正比,一旦輸入級失去平衡,斜率就開始下降。可以看到,當輸入級調變指數隨輸入驅動增加時,差分對的增益下降,整個放大器的增益和增益頻寬都隨之下降。一些電路(包括許多主動濾波器)的性能對放大器的增益頻寬積敏感,這會導致嚴重誤差。在本文的示例中,濾波器回應在截止頻率附近出現不可接受的峰值,但只是在大輸入訊號的情況下。

表1顯示放大器(輸入元件不退化)的增益係數是如何隨著驅動的增加而下降。當輸出轉換速率僅為最大速率的32%時,開環增益下降10%。

20190613TA31P2-1 表1 放大器增益係數隨驅動的增加而下降。

因此,有時候指定一個比訊號需要的轉換速率高得多的壓擺率才是正解。當有人說:「這個放大器的單位增益頻寬為5MHz,壓擺率為10V/μs」時,你應該回答:「對,但這兩者不能同時出現」。

(參考原文: Use it or Slew it,by Kendall Castor-Perry)