本文介紹的基於運算放大器的電流檢測電路並不新奇,它的應用已有些時日,但關於電路本身的討論卻比較少。在相關應用中它被非正式地命名為「電流驅動」電路,所以本文也沿用這一名稱。

先探究其基本概念,它是一個運算放大器及MOSFET電流源(請注意,也可以使用雙極電晶體,但是基極電流會導致1%左右的誤差)。圖1A顯示了一個基本的運算放大器電流源電路,把它垂直翻轉,就可以做高側電流檢測(如圖1B所示),在圖1C中重新繪製,顯示將如何使用分流電壓作為輸入電壓,圖1D是最終的電路。

20190222TA31P1 圖1 此圖描述從基本運算放大器電流源轉換為具有電流輸出的高側電流檢測放大器。

圖2顯示了電路電源電壓低於運算放大器的額定電源電壓。在電壓-電流轉換中添加一個負載電阻,記住現在有一個高阻抗輸出,如果想要最簡單的方案,這樣可能就行了。

20190222TA31P2 圖2 最簡單的方法是使用電源電壓額定值內的運算放大器。圖中配置的增益為50,增益透過RGAIN/RIN設定。

基本電路

圖2顯示了基本實現高側電流檢測的完整電路。需要考慮的細節包括:

˙運算放大器必須是軌對軌輸入,或者有一個包括正供電軌的共模電壓範圍,零漂移運算放大器可實現最小偏移量。但請記住,即使使用零漂移軌對軌運算放大器,在較高的共模範圍內運作通常不利於實現最低偏移;

˙MOSFET閘極處的輸出節點由於正電壓的擺動而受到限制,其幅度小於分流電源軌或小於共模電壓。採用一個增益緩衝器可以降低該節點處的電壓擺幅要求;

˙該電路不具備在完全短路時低側檢測或電流檢測所需的0V共模電壓能力。在圖2所示的電路中,最大共模電壓等於運算放大器的最大額定電源電壓;

˙該電路是單向的,只能測量一個方向的電流;

˙增益精準度是RIN和RGAIN公差的直接函數,很高的增益精準度是可能獲得的;

˙共模抑制比(CMRR)一般由放大器的共模抑制能力決定。MOSFET也對CMRR有影響,漏電的或其他劣質的MOSFET可降低CMRR。

性能最佳化

一個完全緩衝的輸出總是比圖2的高阻抗輸出要通用得多,它在緩衝器中提供了小小的增益2,可降低第一級和MOSFET的動態範圍要求。

在圖3中,還添加了支援雙向電流檢測的電路。這裡的概念是使用一個電流源電路(還記得圖1A吧?),以及一個輸入電阻(RIN 2),它在U1非逆變輸入端等於RIN(這時為RIN 1)。然後這個電阻產生一個抵消輸出的壓降,以適應必要的雙向輸出擺動。從REF引腳到整個電路輸出的增益基於RGAIN/ROS的關係,這樣就可以配置REF輸入來提供單位增益,而不用考慮透過RGAIN/RIN所設置的增益(只要RIN 1和RIN 2的值相同),就像傳統的差分放大器參考輸入一樣工作:

VREFOUT = VREF*(RGAIN/ROS)*ABUFFER

20190222TA31P3 圖3 這一版本增加了緩衝輸出和雙向檢測能力。它提供了一個參考輸入,即使在RIN 1和RIN 2值確定了不同增益設置的情況下,它也總是在單位增益下工作。

其中,ABUFFER是緩衝增益。請注意,在所有後續電路中,雙向電路是可選的,對於單向電路工作可以省略。

在共模高電壓下使用

利用浮動電路並使用具有足夠額定電壓的MOSFET,電流驅動電路幾乎可在任何共模電壓下使用,電路工作電壓高達數百伏的應用已經非常常見和流行。電路能達到的額定電壓是由所使用的MOSFET的額定電壓所決定。

浮動電路包括在放大器兩端增加齊納二極體Z1,並為它提供接地的偏置電流源。齊納偏壓可像電阻一樣簡單,但是我喜歡電流鏡技術,因為它提高了電路承受負載電壓變化的能力。這樣做時,已創建了一個運算放大器的電源「視窗」,在負載電壓浮動。

20190222TA31P4 圖4 高壓電路「浮動」運算放大器,其齊納電源在負載電壓軌。

另一個二極體D1出現在高壓版本中。這個二極體是必要的,因為一個接地的短路電路最初在負載處會把非逆變輸入拉至足夠負(與放大器負供電軌相比),這將損壞放大器,二極體可以限制這種情況以保護放大器。

該電路其他鮮為人知的應用

我不確定是否還有人使用電流檢測MOSFET。幾年前的一些實驗室研究顯示,一旦校準,MOSFET電流檢測是非常精確和線性的,儘管它們具有約400ppm的溫度係數,我對這樣的結果很滿意。

但是,最佳的電路結構迫使檢測電極在與MOSFET源電壓相同的電壓下工作,同時輸出部分電流。圖5顯示了如何使用電流驅動電路實現MOSFET檢測FET電路。

20190222TA31P5 圖5 MOSFET檢測FET電路。