近年來能源議題已廣泛被討論及研究如何實現節能減碳,LED光源相較於其他照明更省電及具較長壽命,在政府與業界推廣之下逐漸取代傳統照明系統。LED的應用可擴及色溫控制來滿足消費者與產業鏈所需,故市場擴張迅速,潛力無限。然而,業界廣泛要求LED驅動器的性能,需具備高效率與高可靠性,針對不同的應用,電路架構選用也間接影響成本,使得驅動設計考量更多元化並具巧思。

關於中功率LED驅動電源,半橋諧振轉換器為目前業界常用的高效率架構。其中,LCC較LLC具有陡峭的增益曲線和微幅頻率變化的特性,且LCC易於實現恆流特性,可以免除第三級降壓定電流轉換器,減少第二次側的元件數量,讓線路簡單化與零件數極少化,提高可靠度。設計寬電壓範圍的輸出,可以使用同一個電源設計來驅動LED,用以提高LED驅動電源的通用性。因此,本文由時域與頻域觀點分析LCC特性,最後實現130W的LED驅動電路,針對量測波形探討實務面的設計考量,可供日後使用者設計參考。

LCC諧振轉換器電路分析

諧振轉換器可以避免導通時的硬切換損耗,這硬切換的損耗來自兩點:(1)功率元件的電壓和電流在硬切換時的交越損耗;(2)功率元件的等效輸出電容(Coss)在硬切換時在功率元件放電所產生的損耗。諧振式轉換器在功率元件導通前會將儲存在Coss的電壓傳遞到輸出,使得功率元件上的電壓降至零電壓,且導通功率元件的本體二極體(body diode)來達到零電壓切換(ZVS)導通,因此以上所提的兩點導通時的切換損耗可以被避免,然而功率元件的電壓和電流交越所產生的關閉時切換損耗依然存在。不過,隨著半導通技術的演進,新一代超介面金屬氧化物半導體場效電晶體(Super Junction MOSFET)可有效降低功率元件在關閉時的切換損耗,可進一步提升轉換器效率,本文實作電路時也採用。

諧振式轉換器LLC的軟切換特性可以達到高效率,已經被廣泛使用於固定電壓輸出的電源供應器設計,但針對寬電壓輸出範圍的照明應用就有所侷限。然而,具有恆流特性的LCC諧振式轉換器可以符合照明電源的寬電壓輸出,相較LLC易於實現輸出定電流的無迴授電路,提升產品競爭力與可靠度。

圖1為LCC諧振式轉換器電路,由諧振電感Ls、串聯諧振電容Cs、並聯諧振電容Cp與變壓器及其主感Lm和漏感Lr所組成。LCC諧振式轉換器電路具備並聯式諧振與串聯式諧振的優點。其上下橋的功率晶體Q1及Q2於導通時皆可達到ZVS,降低開關切換損失外,當操作於輕載時具有串聯式諧振高轉換效率的優點,且兼具並聯式諧振於空載時的穩壓調節能力。

20190213TA31P1 圖1 LCC諧振轉換器電路。

圖2為LCC諧振轉換器波形,VGS1、VGS2、VDS1、VDS2分別為上下橋的驅動訊號及源極對汲極的端t0點跨壓,ir為諧振電流,VCP為並聯諧振電容上的跨壓,輸出二極體上的電流分別為iD1和iD2。以下將其分成t0~t11的時區做動作原理的分析。

20190213TA31P2 圖2 LCC諧振轉換器波形。

諧振轉換器動作原理分析:

t0-t1:MOSFET Q2關閉,負向的諧振電流ir對Coss1放電,Coss2充電,並聯諧振電容CP電壓被箝制在等於輸出電壓nVo,此時並聯諧振電感LS提供負向諧振電流ir透過由變壓器經過D2對輸出釋能,此時二次側電流為iD2

t1-t2:諧振電流ir流經MOSFET Q1的本體二極體,Q2的VDS2跨壓等同於輸入電壓Vdc加上Q1的Vf壓降,對輸出的能量傳遞延續上一個階段;

t2-t3:MOSFET Q1開啟完成ZVS,對輸出的能量傳遞延續上一個階段,直到並聯諧振電容CP電壓VCP低於輸出電壓(nVO)使得輸出整流二極體D2截止後結束此階段;

t3-t4:輸入電壓Vdc透過MOSFET Q1對諧振電感LS儲能、對諧振電容CP正向充電,諧振電流ir由負轉正,且使得並聯諧振電容CP電壓VCP由負轉正,當VCP電壓上升到等同於輸出電壓(nVO)時結束此階段,此階段的輸出能量由輸出電容CO提供;

t4-t5:此時由Vdc持續透過LS、CS和變壓器對輸出提供能量,並聯諧振電容CP電壓VCP被箝制在等於輸出電壓nVO,輸出整流二極體D1導通,二次側電流為iD1且電流持續上升;

t5-t6:MOSFET Q1關閉,儲存在諧振電感Lr上的能量提供正向的ir諧振電流對Coss2放電及對Coss1充電,當Q2端電壓VDS2放電到零伏特,Q1端電壓VDS1等同於輸入電壓Vdc時結束此階段,對輸出的能量傳遞延續上一個階段;

t6-t7:諧振電流ir流經MOSFET Q2的本體二極體,Q1的VDS1跨壓等同於輸入電壓Vdc加上Q2的Vf壓降,對輸出的能量傳遞延續上一個階段;

t7-t8:MOSFET Q2開啟完成ZVS,對輸出的能量傳遞延續上一個階段,直到並聯諧振電容CP電壓VCP低於輸出電壓(nVO)使得輸出整流二極體D1截止後結束此階段;

t8-t9:電容CS提供能量透過MOSFET Q2對諧振電感LS儲能、對諧振電容CP負向充電,諧振電流ir由正轉負,且使得並聯諧振電容CP電壓VCP由正轉負,當VCP電壓等同於輸出電壓(nVO)時結束此階段,此階段的輸出能量由輸出電容CO提供;

t9-t10:此時由VCS持續透過LS和變壓器對輸出提供能量,並聯諧振電容CP電壓VCP被箝制在等於輸出電壓nVO,輸出整流二極體D2導通,二次側電流為iD2且電流持續上升;

t10-t11:MOSFET Q2關閉,儲存在諧振電感Lr上的能量提供負向的ir諧振電流對Coss1放電及對Coss2充電,當Q1端電壓VDS1放電到零伏特,Q2端電壓VDS2等同於輸入電壓Vdc時結束此階段,對輸出的能量傳遞延續上一個階段。

LCC架構輸出特性探討

為得知LCC的操作範圍與特性,電壓轉移函數的推導可協助判斷合適零件的選用與操作頻率設定。可將圖1的LCC諧振轉換器等效成圖3,其中,Rac為等效交流阻抗,已涵蓋變壓器的圈數關係,變壓器參數主要為Lr、Lm及Cp,其中等效的Cp與實際變壓器初級側疊繞方式與二次側等效雜散電容有關,但主要仍由外接的諧振電容Cp決定,因其相較之下有百倍的差異。

為了系統性地推導轉移函數,將電壓增益可拆成兩個部份,分別為Vin至變壓器輸入端(Vzt)與Vzt至輸出端Vo,如公式(3-1)所示:

20190213TA31P2-1EDNT

20190213TA31P3EDNT 圖3 LCC等效電路。

因此,上述轉移函式可以用實際電路的參數描繪出LCC電壓增益曲線,基於諧振電路常用架構參數與目標應用,設定在4倍輸出電壓範圍與定電流特性,將下列關鍵參數帶入描繪曲線,Rac:500Ω~2,000Ω、Ls =1.2mH、Cs =100nF、Cp =10nF、Lr =25μH、Lm =4mH,可以得到圖4電壓增益曲線,而在繪製曲線過程中,可發現變壓器漏感與激磁電感的影響微乎其微。電壓增益曲線顯示兩個諧振頻率點:低頻的第一諧振點為Cs與Ls形成,雖具有較高的電壓增益,但頻率對於電壓增益,陡峭大範圍的電壓增益變化使誤差不易控制,且較低頻的操作在元件的設計選用上會造成較大的內循環電流、較大的磁性元件及較大的鐵心損耗等一些副作用,不利於電源轉換器的效率提升。因此,操作點選定在第二串並聯諧振點的右半平面,由Cp主導電壓增益與共振頻率,也間接決定變壓器圈數比設計。根據曲線,頻率選定fs/fo在3.8位置的電壓增益可符合4倍電壓範圍的需求,此頻率大約在42kHz。

20190213TA31P4EDNT 圖4 LCC電壓增益曲線。

實驗數據

為實現LCC寬電壓範圍與定電流輸出的構想,本文以ICL5102為基礎實作一個開迴路的4倍輸出電壓範圍LED驅動器。此控制器設計有較少的週邊零件、防止電感飽合的緩啟動時序與電容性區域操作的偵測保護,並可簡易透過外部電阻設定工作頻率與過電壓保護點,降低設計的複雜度。表1為驅動器的規格及設計參數。

20190213TA31P4-1EDNT 表1 LED驅動器規格與設計參數。

表2是輸出電壓、輸出電流、效率及相關測試資料。輸出電壓範圍20V~80V皆可維持±2%以內的輸出LED電流變動率,最高效率可以達92%以上,頻率則設定在41.7kHz。

20190213TA31P4-2EDNT 表2 輸出電壓、輸出電流及效率測試。

圖5~8分別為VLED =20V、40V、60V、80V時量測的波形,CH1~CH4分別為並聯諧振電容電壓VCP、諧振電流iLr、並聯諧振電容電流iCP、二次側繞組端電壓Vsec_winding。另外,圖9~12為串聯諧振電容電壓VCr、諧振電流iLr、下橋功率晶體的驅動訊號LSgate、二次側繞組端電壓Vsec_winding。其中,VCP的跨壓和變壓器圈數比及輸出電壓正相關,當VCP電壓充電到高於輸出LED電壓(VLED)乘上變壓器圈數比(n)時(VLED × n),會提供能量到輸出LED端,所以在高LED輸出電壓輸出時,需要考慮並聯諧振電容耐壓須高於VLED × n來工作在安全範圍內。

20190213TA31P5EDNT 圖5 VLED = 20V/1.6A,CH1:VCP、CH2:iLr、CH3:iCP、CH4:Vsecwinding

20190213TA31P6EDNT 圖6 VLED = 40V/1.6A,CH1:VCP、CH2:iLr、CH3:iCP、CH4:Vsecwinding

20190213TA31P7EDNT 圖7 VLED = 60V/1.6A,CH1:VCP、CH2、iLr、CH3:iCP、CH4:Vsecwinding

20190213TA31P8EDNT 圖8 VLED = 80V/1.6A,CH1:VCP、CH2:iLr、CH3:iCP、CH4:Vsecwinding

20190213TA31P9EDNT 圖9 VLED =20V/1.6A,CH1:VCr、CH2:iLr、CH3:LSgate、CH4:Vsecwinding

20190213TA31P10EDNT 圖10 VLED = 40V/1.6A,CH1:VCr、CH2:iLr、CH3:LSgate、CH4:Vsecwinding

20190213TA31P11EDNT 圖11 VLED =60V/1.6A,CH1:VCr、CH2:iLr、CH3:LSgate、CH4:Vsecwinding

20190213TA31P12EDNT 圖12 VLED =80V/1.6A,CH1:VCr、CH2:iLr、CH3:LSgate、CH4:Vsecwinding

比較串聯諧振電流和並聯諧振電流。當兩個電流波形相近時,為對並聯諧振電容做充電,並不傳遞能量到輸出端,當並聯諧振電容電壓高於VLED × n + Vf (輸出整流二極體壓降)時才會對輸出端提供能量,此時並聯諧振電容上的電流波形會改變。波形會和輸出電流相關,以及為流過輸出整流二極體的電流相近,當提供輸出的能量結束後,會反向對並聯諧振電容做充電,所以串聯諧振電容和並聯諧振電容的波形又會相近,可以由圖5~8得到相關波形的比較。當在串聯諧振電感上的電流在對輸出傳遞能量時,變壓器兩端的電壓會被輸出電壓箝制,二次側上繞組為VLED +Vf,但是一次側繞組端電壓為(VLED +Vf ) ×n+ Vn,其中Vn為變壓器漏感上的反電動勢。

因為LCC並不是全部時間都在對輸出傳遞能量,只在並聯諧振電容高於輸出時才會傳遞能量。所以必須計算串聯諧振電流對並聯諧振電容充電到(VLED +Vf ) ×n的時間,將整個週期的時間扣掉這一個充電時間,考慮所佔的週期比例做計算,才能較準確的評估等效交流輸出阻抗來推導輸出和輸入的轉移函數,而不是以整個週期的正弦波作為交流輸出阻抗計算的參數。

必須注意串聯諧振電感的跨壓大及損耗大,在設計時需要注意電感是否飽和及超過溫度限制。另外,在輸出LED電壓80V時的並聯諧振電容電流為1.169A,並聯諧振電容需選擇低串聯等效電阻(ESR),避免因為較大的功率損耗造成溫度過高而燒毀,聚氯丙烯金屬氧化薄膜電容(MPP)具有高脈衝處理能力和較低串聯等效電阻,可選擇在初級側電容(CP)處理較高的均方根(RMS)電流。

串聯諧振電感(Ls)必須考慮繞組之間的隔離,由圖13~16可以發現,最大LED電壓80V輸出時,具有最高工作電壓679V,所以在繞製串聯諧振電感時的繞組材料耐壓必須考慮,避免繞組間的耐壓不足造成繞組絕緣破壞。

20190213TA31P13EDNT 圖13 VLED =20V/1.6A,CH1:VLr、CH2:iLr、CH3:LSgate、CH4:Vsecwinding

20190213TA31P14EDNT 圖14 VLED=40V/1.6A,CH1:VLr、CH2:iLr、CH3:LSgate、CH4:Vsecwinding

20190213TA31P15EDNT 圖15 VLED =60V/1.6A,CH1:VLr、CH2:iLr、CH3:LSgate、CH4:Vsecwinding

20190213TA31P16EDNT 圖16 VLED =80V/1.6A,CH1:VLr、CH2:iLr、CH3:LSgate、CH4:Vsecwinding

串聯等效電感在LCC的架構中提供一個恆定電流源,因此可以利用此電路特性來設計開迴路的寬電壓輸出,也符合LED的特性應用。所以當輸出短路時,在適當的設計LCC諧振槽可以限制其輸出電流,但是當輸出開路時,如果輸出電壓沒被箝制會產生過高電壓。在此電路設計中採用一次側繞組做輸出電壓的偵測來限制最高輸出電壓,在圖17中可以看出ICL5102在輸出電壓超過設定值後停止工作來做輸出電壓的限制。

20190213TA31P17EDNT 圖17 輸出開路測試,CH1:VPriAuxwinding、CH2:VOVPpin、CH3:iLr、CH4:Vout

結論

本文介紹諧振轉換器LCC基本動作原理與頻域特性,其恆定電流源的特性,符合LED的工作特性需求,且有利於設計寬輸出範圍的LED驅動器,可省去輸出降壓級。此設計為在開迴路和恆定開關頻率,達到4倍的LED輸出電壓範圍,進而可以提高LED驅動電源的通用性。本文最終以ICL5102實作寬電壓輸出的130W LED驅動器,以開迴路設計方式簡化電路、降低生產成本、提高產品可靠度及提升產品競爭力。實測的輸出電壓範圍為20V~80V,輸出最大功率為130W,輸出為恆定電流1.6A,電流精確度可在±2%以內。