筆者曾經在2012年寫過一篇關於MEMS和感測器訊號調節(signal conditioning)的文章,其實這些年來放大器和架構沒有太大變化,但有一些新的元件和設計架構技術出現,可能更適合一些設計案例中MEMS和感測器的訊號調節。本文除了將討論類比運算放大器方案,還包括離散電晶體、資料轉換器、微控制器以及基於演算法的解決方案。下面我們從一些關鍵應用來探討不同架構感測器調節的技巧,以及一些最新的產品。

醫療:監測人體內的聲音

監測人體內的聲音仍然是醫師進行診斷的一種重要方法。早在19世紀,「聽診」(auscultatory,來自拉丁語auscultatus,意為「專心傾聽」)技術首先應用於聽診器;而現今的技術已經超越了麥克風類型的感測器,發展到壓電感測器。

今天大多數的電子聽診器都內建一組具有不同頻率響應的可配置濾波器,這些濾波器可以更有效地傾聽人體各個區域,例如心臟(20Hz~400Hz範圍)、關節、腸道,或肺部(100Hz~1,200Hz範圍)。大多數濾波器都被設計為具有可調截止頻率的帶通(band-pass)架構,經常採用降雜訊演算法來減少干擾,諸如患者移動或環境雜訊等。Maxim Integrated提供了一個很好的電子聽診器原理圖(見圖1)。

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圖1:數位聽診器原理圖。
(圖片來源:Maxim Integrated)

聽診器也可以由機械調節的隔膜(diaphragm)來調節訊號。

醫療:針對移動健康監測的無線ECG

一篇IEEE論文提及一種無線穿戴式裝置能透過非接觸式電容性電極來測量心電圖(ECG)和呼吸率(RR);良好的類比前端設計是這種設計的關鍵架構元素,可進行訊號調節並產生強勁、乾淨的輸出。主動式電極嵌入可穿戴背心與受測者胸腔接觸,參考電極直接放在受測者的皮膚上,參考電極將共模輸入訊號回傳至受測者的皮膚;在這種架構中皮膚是系統的接地端,一旦透過電極取得了訊號,就將其發送到差分分離濾波器(differential separation filter,DSF)。DSF負責將差分訊號分成兩個主要訊號分量:

  1. 頻率高於1 Hz的訊號;
  2. 頻率低於1 Hz的訊號(此階段對於分離ECG和RR訊號分量至關重要)。

整個訊號調節電路如圖2所示。

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圖2:類比前端框圖
(圖片來源:《Wireless Capacitive-Based ECG Sensing for Feature Extraction and Mobile Health Monitoring》, Johan Wannenburg, Reza Malekian , and Gerhard P. Hancke, IEEE Sensors Journal, VOL. 18, NO. 14, JULY 15, 2018)。

圖2中的儀表放大器(instrumentation amplifiers,IA)會開始提取ECG訊號;高共模抑制比(CMRR)的IA將抑制兩個電極之間的共模訊號,從而消除由於接觸或AC干擾引起的感應雜訊。德州儀器(TI,原屬Burr-Brown的元件,後者已被TI收購)的INA121是具有高阻抗的FET輸入元件,可放大微小的ECG訊號;大部分系統增益將透過INA121獲得,以便在調節電路的輸入端最大化CMRR。

接下來,ECG訊號的二階(second-order)主動低通濾波器(LPF)具有100Hz相對陡峭的截止頻率,它被配置為Sallen-Key KRC架構。接下來是2級(stage)的非反相增益,然後是ADC前面必要的抗混疊(anti-aliasing)濾波器。

MEMS換能器的截波放大器訊號調節

利用MEMS元件的電容式感測(capacitive sensing)具有低功耗、良好的雜訊性能和低溫度係數等優點。在高解析度靈敏度應用中,對於標稱電容小於100fF的MEMS換能器(transducer),所需的靈敏度可小於1fF。這種換能器與感測電路整合在一起,因此需要低電容性負載。

訊號調節是必要的,而且必須非常準確、雜訊要低。這表示輸入電容和雜訊電壓也要很低。在慣性感測器應用中,在接近DC的頻率上需要高靈敏度。因此,截波(chopper;或譯「斬波」)放大器可能是消除閃爍雜訊(flicker noise)和DC偏移的最佳選擇。

與單截波放大器相比,雙截波放大器(DCA)具有更低的寄生電容和功耗。已經確知輸入雜訊和輸入寄生電容都將影響靈敏度。

在這種設計中,有兩個不同的放大器(A2)用兩個不同的頻率截波消除它們的閃爍雜訊。此外,設計人員還在第一階增加了一個低壓、大電流放大器(A1),這樣將改善架構的功耗和雜訊基準(noise floor)。第二階設計有兩條平行路徑,可提高SNR,並提供兩種增益設定(圖3)。

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圖3:其中Rbias電阻是偽電阻,可達到更高的電阻值。
(圖片來源:《Ultra-high sensitivity, low-power, dual chopper signal conditioning circuit for integrated sensors》, P. Vejdani, K. Allidina, and F. Nabki, 14th IEEE NEWCAS Conference, 2016, pp. 1-4.)

圖3中的感測器輸入級將支援電容和電壓模式。在電容模式中,MEMS換能器CS連接到電容橋(capacitive bridge),該電容橋是截波放大器電路的一部分。透過施加到電容橋中的一個電容的電容器組(capacitor bank)可以去除換能器偏移,以匹配標稱感測器電容。

在電壓模式下,電壓模式混合器連接到接腳IN3和IN4,同時電壓模式混合器被啟動以切斷電壓訊號。電容路徑傳輸閘將其斷開,並禁用電容橋時脈。圖3顯示了兩個差分輸入對,它們進入加法器並加到Gm-C低通濾波器上;該濾波器添加了來自兩個路徑的訊號,並在訊號被截波到基頻後消除了帶外( out-of-band)頻率失真。電容Cf為15 pF。

在獨特的訊號調節環境中量測電阻

這裡我們將介紹一種訊號調節方法,透過電容耦合電極來測量絕緣管(insulating tube)中水的電阻和電導率。由於電極與水是絕緣的,因此會透過在水柱和電極之間形成的電容來測量。

該技術解決了傳統的接觸式導電量測方法引起的電極污染和極化問題;這裡的主要挑戰是:與被測水柱的電阻相比,耦合電容器的電抗(reactance)很大。耦合電容也會隨著時間的推移而變化,這也是一個挑戰。

另一篇2018年發表的IEEE論文說明了一種可以克服這些挑戰的自動平衡訊號調節方法,其中所提供的輸出與被測電阻成正比,並且無關於耦合電容值。

量測探針

量測探針(Measurement probe)帶有兩個圓形金屬電極(激發電極和接收電極),必須有介電塗層。當激發電極被激發時,電流將流到水中,並且被接收器電極收集;如果用於海水的電導率測量,圖4中的整個探頭將被海水包圍,電極上的絕緣體將有助於避免電極與其周圍的水直接接觸。

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圖4:感測器探頭:(a)電導率測量探頭側視圖和(b)電導率測量探頭橫截面圖。
(圖片來源:(圖片來源:《An auto-balancing signal conditioning scheme for non-contact measurement of conductivity of water》, Tejaswini K. K., Boby George, Jagadeesh Kumar V., R. Srinivasan, and Tata Sudhakar, IEEE 2018)

圖4顯示了激發電極和水柱之間存在的電介質。在電極和水的外表面之間形成電容Cx1。類似地,在接收器電極和水之間也形成電容,如圖5中的Cx2。激發電極和接收器電極之間的水柱電阻在圖中表示為Rx。目標是建立一個量測Rx的方法,同時不受Cx1和Cx2值的影響。

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圖5:感測器探頭的電氣等效電路示意圖。
(圖片來源:(圖片來源:《An auto-balancing signal conditioning scheme for non-contact measurement of conductivity of water》, Tejaswini K. K., Boby George, Jagadeesh Kumar V., R. Srinivasan, and Tata Sudhakar, IEEE 2018)

自動平衡訊號調節電路

在圖6中,vin是一個正弦電壓源,饋入由運算放大器OA1和OA2組成的兩個電流-電壓轉換器電路。vin驅動兩個電流-電壓轉換器,其中一個包含運算放大器OA1,其回饋路徑由電容耦合導電測量探頭組成。vin還驅動另一個由運算放大器OA2構成的電流-電壓轉換器,其回饋路徑包括具有增益G的壓控放大器(VCA)和標準電容C s 。這兩個電流-電壓轉換器的輸出連接到高通濾波器,這些高通濾波器的輸出相加到由運算放大器OA3構成的反相加法器。

運算放大器OA3的輸出饋送到相位檢測電路(PDC)的輸入端,這一PDC電路包括比較器OC1、OC2、XOR閘、SPDT開關,以及由運算放大器OA4組成的Sallen-Key二階低通濾波器。PDC的參考輸入是vin到OC2。PDC的輸出透過積分器控制VCA的增益G,該積分器由運算放大器OA5、輸入電阻R8和回饋電容C2組成。透過電容耦合量測探針的電流I01 = vin/R v1A ,其中vin = V m Sin(ωt)。更多設計細節可參考圖6。

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圖6:用於電容耦合測量探頭的自動平衡和訊號調節電路圖。
(圖片來源:(圖片來源:《An auto-balancing signal conditioning scheme for non-contact measurement of conductivity of water》, Tejaswini K. K., Boby George, Jagadeesh Kumar V., R. Srinivasan, and Tata Sudhakar, IEEE 2018)

產業界最新元件和軟體解決方案

意法半導體(STMicroelectronics)

意法半導體最近推出了TSB712A,這是一款新型精密運算放大器,在寬電壓和溫度範圍內都具有穩定的參數性能。為了輔助感測器訊號調節,該元件內建輸入濾波器,可確保在寬頻率範圍內達到很好的EMI抑制比(EMIRR),從而提高在工業、汽車應用或接近RF設備的系統等高雜訊環境下的電磁敏感性(susceptibility)。

EMIRR顯示出運算放大器的EMI抗擾能力。一個對許多運算放大器不利的影響是偏移電壓的變化,這是由於RF訊號整流而引起的,可以透過以下等式來定義:

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意法半導體還可提供eDesign Suite工具套件,可以對元件進行訊號調節的軟體模擬。

Linear Integrated Systems

有許多設計可以在訊號調節中使用離散元件,如電晶體和FET等。看看這種將低電容JFET添加到運算放大器的簡潔設計,可以降低輸入電容並降低電路中的雜訊(圖7)。

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圖7:添加到運算放大器電路的低電容JFET,可降低輸入電容並減少雜訊。
(圖片來源:A Guide to Using FETS for Sensor Applications, Ron Quan, Linear Integrated Systems)

可簡化訊號調節的高阻抗輸入緩衝ADC

ADI的LTC2358-18是一款18位元、200 kHz、低雜訊的類比數位轉換器(ADC),具有同步採樣的緩衝8通道輸入。為了協助MEMS和感測器輸入的訊號調節,其整合的皮安(picoamp)輸入類比緩衝器、寬輸入共模範圍和128 dB CMRR等特性,有助於最大限度地減少對外部訊號調節的需要,甚至在某些設計中根本不需要它。

介於輸入和VCC/VEE電源之間的二極體可為ADC輸入提供必要的ESD保護。這樣就無需使用外部運算放大緩衝器了;這些緩衝器通常具有瞬態導通的二極體保護作用,但可能會破壞其輸入端上任何濾波電容上的電壓。

該ADC整合了單位增益緩衝器,其高輸入阻抗大幅降低輸入驅動要求,可讓設計人員選擇具有kΩ阻抗和任意的慢時間常數的RC濾波器,以實現抗混疊。具有有限驅動能力的微功率運算放大器也適合直接驅動高阻抗類比輸入。

單端輸入驅動器還增加了額外的外部串擾隔離功能,因為所有其他輸入接腳都是若不是接地、就是低阻抗直流電源,並且用作通道之間的遮罩。該ADC另一個不錯的訊號調節特性是能夠在高達10mA的任何通道上驅動高於VCC的類比輸入訊號,而不會影響其他通道的轉換結果。

這種ADC真正的高阻抗類比輸入可以適應各種被動或主動訊號調節濾波器,緩衝的ADC輸入的模擬頻寬為6 MHz,沒有外部濾波器的特定頻寬要求。外部輸入濾波器可以獨立於ADC進行最佳化,以降低訊號鏈雜訊和干擾。常見的濾波器配置是簡單的抗混疊和降雜訊RC濾波器,其極點為採樣頻率的一半。例如,頻率為100 kHz,R =2.43kΩ,C = 680 pF,如圖8所示。

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圖8:過濾單端輸入。
(圖片來源:ADI)

用於電化學和生物感測器的混合訊號AFE和微控制器

我對用於MEMS和感測器訊號調節的半導體方案的最後觀察是ADI的ADuCM355。這是一款精密類比微控制器,具有生物感測器和化學感測器介面,適用於工業氣體感測、儀器儀表、生命徵象監測,以及疾病管理等。

該方案號稱是目前唯一可在單晶片上整合雙恆定電位器(potentiostat)和電化學阻抗譜(Electrochemical Impedance Spectroscopy,EIS)功能的解決方案,還有三個以上的感測器電極。

其他整合的訊號調節功能包括:

  • 電壓、電流和阻抗測量功能;
  • 雙超低功耗、低雜訊恆電位儀:8.5μA,1.6μV RMS;
  • 靈活的16位元、400ksps測量通道

綜上所述,可以看到有很多訊號調節技術和選項可以提高設計的MEMS和感測器輸入性能。將來會繼續看到更多創新方法來增強訊號調節能力。

本文同步刊登於電子技術設計2018年12月刊雜誌

(參考原文: Design solutions: Latest MEMS and sensor signal conditioning architectures,by Steve Taranovich)