接續前文:如何在電壓控制電路中使用FET──Part 3  

之前討論的FET電路屬於壓控訊號幅度電路,也就是說輸入訊號的幅度可以透過控制訊號在輸出端改變;該訊號可以是DC訊號,也可以是調變訊號。請注意:輸入訊號位準(level)應保持在150mV峰-峰值以下,以避免圖29至32(編按:本系列文章圖片編碼皆接續前文)中的失真。儘管圖29、30和31顯示了壓控FET元件LSK489,但VCR11 FET可能會提供更好的失真性能。

我們可以進一步構建一個電路,在輸出端提供電壓控制相位,或者提供相位調變;參見圖29、30、31和32,它們是「全通」(all-pass)相移電路。注意圖29至32的Vin具有非常低的輸出源阻抗(< 50Ω),而且是由諸如運算放大器這樣的放大器元件提供。

對於每一個電路,R17=R18,這樣透過Vout和Vin提供了一條單位增益反相放大的路徑。在有C14的另一路徑上,FET(圖29、30、31中的Q2B,以及圖32中的U2A)和R19經由Vphase_mod形成一個壓控可變頻率高通濾波器。

圖29顯示了JFET電壓控制的相移電路。

20181109TA31P29 圖29 一個具備JFET和Vphasemod的基本相移電路,通常連接到以接地為參考的電壓源。

增益|Vout/Vin| = 1,但相位φ是Vout相對於Vin的變化度數:

φ = - [180° - 2arctan(f/fc)]

其中fc = 1/(2πRC),R = Rds||R19且C = C14,Rds是FET Q1B的汲-源極電阻。

舉例來說,若f = fc,那麼φ = - [180 ° - 2arctan(1)] = - [180° - 2x45°],即φ = -90°。

例如,Vphase_mod = DC偏置電壓 + AC調變訊號。在這種情況下,相位調變電壓是介於0V與夾止(pinch off)電壓Vp之間的負電壓。對於LSK489,Vp可能是-3.5V。例如,-3.5V ≤ Vphase_mod ≤ 0V。

輸入訊號Vin應保持在< 500mV峰-峰值,以確保圖29中的低失真。但如果想要更低的失真,我們可以透過Rfb與FET壓控電阻(Q2B、Q2B和U2A)施加回饋,如圖30至32所示。

20181109TA31P30 圖30 更低失真的相移電路使用了回饋網路Rfb和R16。

增益|Vout/Vin| = 1,但相位φ是Vout相對於Vin的變化度數:

φ = - [180° - 2arctan(f/fc)]

其中fc = 1/(2πRC),R ~ Rds||R19||(Rfb + R16)且C=C14,Rds是FET Q1B的汲-源極電阻。

由於回饋網路將控制電壓範圍降低了50%,我們必須增加Vphase_mod的電壓範圍:

2Vp ≤ Vphase_mod ≤ 0V

對於LSK489,Vp可以是-3.5V,或 2(-3.5V) ≤Vphase_mod ≤ 0V,即:

-7.0V ≤ Vphase_mod ≤ 0V

例如,Vphase_mod = DC偏置電壓 + AC調變訊號。

雖然回饋網路減少了失真,但它卻將Vphase_mod的一部分洩汲到輸出Vout。例如,如果Vphase_mod是低頻訊號,而Vin是較高頻率的訊號,則Vout不但包括相位調變的較高頻率輸入訊號,還包括與Vphase_mod相關的低頻訊號。圖31和圖32中的電路解決了這一饋通(feed through)或串擾問題。

20181109TA31P31 圖31 具備回饋和緩衝放大器U1A的壓控相移電路。

增益|Vout/Vin| = 1,但相位φ是Vout相對於Vin的變化度數:

φ = - [180° - 2arctan(f/fc)]

其中fc = 1/(2πRC),R ~ Rds||R19且C = C14,Rds是FET Q2B的汲-源極電阻。

透過使用緩衝放大器,不僅減少了失真,而且從Vphase_mod到輸出Vout的饋通或串擾也消除了。

控制範圍再次變為:

2Vp ≤ Vphase_mod ≤ 0V

對於LSK489,Vp可以是-3.5V,或:

2(-3.5V) ≤ Vphase_mod ≤ 0V,即:

-7.0V ≤ Vphase_mod ≤ 0V

例如,Vphase_mod = DC偏置電壓 + AC調變訊號。

重申一下,對於圖27至31,可以透過使用VCR11 FET降低失真。但要提醒的是,在圖27至32所示的電路中,輸入訊號位準應小於150mV峰-峰值。

圖32展示了一個電壓控制的MOSFET電阻器相移電路。

20181109TA31P32 圖32 具備回饋網路和緩衝放大器的MOSFET相移電路可以降低失真。

增益|Vout/Vin| = 1,但相位φ是Vout相對於Vin的變化度數:

φ = - [180° - 2arctan(f/fc)]

其中fc = 1/(2πRC),R = Rds||R19,且C = C14,Rds是FET U2A的汲-源極電阻。

由於MOSFET U2A是增強型元件,所以Vphase_mod > 0V。MOSFET通常在+4.0V導通。然而,回饋網路R16和Rfb有50%的損失,所以我們需要將Vphase_mod的電壓範圍加倍到8V。也就是:

+0V ≥ Vphase_mod ≥ +8.0V

例如,Vphase_mod = DC偏置電壓 + AC調變訊號。

再次注意,緩衝放大器U1A防止Vphase_mod與Vout發生串擾。

對於音樂效果,有時反而需要失真,Vin的幅度可以增加到超過500mV峰-峰值,以便為圖29到32中的Vout增加失真。

使用變頻迴轉帶通濾波器實現音樂效果

Wah-Wah(哇哇)電路的一個基本功能區塊是可變頻率帶通濾波器(variable frequency band pass filter);透過調變帶通濾波器的諧振頻率,輸入訊號將具有幅度和相位變化;使用低頻 訊號可在音樂上產生「Wah-Wah」效果。

對於圖35至39展示的電路,Vin輸入訊號位準應小於150mV峰-峰值。

通常,一個並聯電感電容(LC)振盪電路會採用固定的電感器L (如100mH到1000mH),而電容器則是可變的,透過米勒電容倍增器(Miller capacitance multiplier)效應來改變。這個可變電容Cvar提供了一個可變的諧振頻率:

20181109TA31P32-1

當然,我們也可以用一個固定電容和一個可變電感來製作等效可變諧振頻率電路(見圖34):

fres_var_L = 1/[2π√(Lvar)C]

20181109TA31P34 圖34 左側電路中的電感器在右側電路中作為模擬電感器(迴轉器)。

迴轉器(gryator)的電感L = Rs × C1 × R2||Rds,其中R2如圖35至39所示,Rds是圖35至39中FET的汲-源極電阻。Rs是等效電感串聯電阻R。

為瞭解右側的迴轉器是如何運作的,我們可以觀察電感器在DC(0Hz)和非常高頻率下的阻抗大小。

在DC時,電感器的阻抗大小恰好是等效串聯電阻R,見圖34的左側。現在讓我們來看迴轉器。在DC時,電容器C1阻止任何DC電壓進入Amp 2的輸入。因此,在DC頻率下,Amp 2的輸入接地,這意味著它的輸出也接地。這時,迴轉器的Zin只是一個接地的電阻Rs,因為Amp 2的輸出為0V。

現在讓我們看一下頻率非常高時,左側電感的阻抗:

Zin = R + jωL

其中j是虛數,j = √(-1),即j2 = -1,並且ω=2πf,其中f是頻率(單位為Hz)。

因為ω=2πf→無窮大,所以Zin→無窮大。

當頻率→無窮大時,迴轉器的表現是否類似?

在右側,電容器C1的阻抗為1/jωC1。因為ω=2πf→無窮大,所以C1的阻抗→0,或在高頻時AC短路。這意味著Amp 1輸入端的輸入訊號電壓與Amp 2輸入端的電壓相同,因為Amp 1的增益為1。並且由於Amp 2的增益為1,因此Rs上端的電壓與Amp 1輸入端和Rs下端的AC電壓相同。

由於Rs兩側的AC電壓相等,因此沒有訊號電流流入Rs。這就相當於Rs輸入側有一個開路。因為Amp 1的輸入阻抗無窮大,我們發現在Zin點沒有AC電流流動,這意味著當ω=2πf→無窮大時,Zin = 無限大阻抗。

我們有一個迴轉器電路,其行為表現類似於在直流和高頻時的電感。現在,讓我們看一下在帶通濾波器中如何使用像電感一樣運作,且有一個引線接地的迴轉器(圖35)。

20181109TA31P35 圖35 具備壓控迴轉器的主動帶通濾波電路。

注意:對於採用有較高交流訊號電流通過的FET作為壓控電阻的電路,我們發現圖35和圖36中VCR 11 FET在失真方面的表現優於其它電路。具有較大夾止電壓的FET可以處理更大的訊號。通常,輸入訊號位準應小於150mV峰-峰值。

快速瀏覽圖35,可以看出這是一個迴轉器電路,其單位增益電壓隨耦器U1B和U1A用於圖34中的Amp 1和Amp 2。Q1A的汲-源極電阻與R2並聯,形成圖34中的等效電阻器Rds||R2。圖35中的Rs=100Ω,類似於圖34中的Rs。由於迴轉器在接腳(pin)5 U1B/Rs接面和接地端形成一個接地電感,因此透過電容器C_res連接到迴旋器和接地而實現了一個並聯LC電路。Vin透過可變電阻VR1將串聯電阻驅動到並聯LC諧振電路,其中L = Rs × C1×R2||Rds,且C1 = C_res。

我們可以在U1B接腳5的LC接面擷取帶通濾波器的輸出,但最好透過接腳7的電壓隨耦器(voltage follower) U1B的輸出和輸出電阻器R3來擷取緩衝輸出。這樣,輸出端的任何負載Vout都不會影響帶通濾波器的特性,例如負載Q值或增益。請注意,R3為47Ω,它將運算放大器與電容性負載隔離,否則可能導致U1B振盪。

重申一下,在U1B的接腳5和Rs連結處,有一個以接地為參考的電感。該電感:L=Rs × C1 × R2||Rds,電容C_res與該電感並聯。

例如,若L=1H,C_res = 0.033μf,則諧振頻率為:

fres = 1/[2π √ L(C_res)] = 1/[2π√(1H)(0.033μf)] = 876Hz

Vin是輸入訊號(例如音符),Vww是低頻(0.5Hz~5Hz)的「Wah-Wah」訊號,其峰-峰值約為1到2V。

Vbias設置FET Q1A的Rds,對於LSK489,這一電壓通常在0到-3.5V之間。

在音訊頻率下,L的典型值約為1H,因此無負載品質因數Qu值仍然相當高,可達10或更高,它取決於L、Rs和頻率fres,Qu~2πfresL/Rs

舉例來說,若fres = 1,000Hz, L = 1H且Rs = 100Ω,那麼Qu=6.28 (1000)(1)/100=62.8。

無負載Qu值與頻率fres成正比,因此如果想要一個fres = 500Hz的帶通濾波器,那麼無負載Qu值將從62.8下降到31.4。

通常我們希望無負載Qu >> 負載Qloaded。其中:Qloaded = 2πfres RC_res,R是VR1的電阻。

在音訊濾波中,通常Qloaded < 10就可以了。

例如,若L = 1H且C_res = 0.033μf,那麼諧振頻率:

fres = 1/[2π √(1H)(0.033) μf] = 876Hz

假設VR1 = 25kΩ = R,那麼:

Qloaded = 2πfres RC_res = 2π(876Hz)(25kΩ)(0.033 μf)

Qloaded = 4.54

實際上Qloaded會略低於4.54,因為無負載Qu不是無限大的。但只要Qloaded值的偏差在10%或20%之內,近似值是可以的。透過增加VR1的阻值可以提高Qloaded值,因此改變VR1電阻值即可控制Qloaded

-3dB頻寬是BW-3dB~fres/Qloaded =876Hz/4.54,即:

BW-3dB =192.9Hz

因此,讓我們選擇圖35的一些元件值,它們同樣也適用於圖36至39:

Rs = 100Ω

C1 = 1μf

FET Q1A的Rds = 11kΩ

R2 = 100kΩ

Rds||R2 = 11kΩ||100kΩ = 10kΩ

L = Rs × C1 × Rds||R2 = 100×1×10-6 ×10000H = 1H

fres = 1/[2π √ L(C_res)]

當Rds=10kΩ,Rs=100Ω,R2=100kΩ,fres在不同的頻率範圍時,我們有:

fres ≥ 700Hz, C1 = 1μf ,L = 1H;

200Hz < fres < 700Hz, C1 = 2.2μf,L = 2.2H ;

若fres < 200Hz,C1 = 4.7μf, L = 4.7H。

注意C1應該是薄膜電容,比如聚酯(polyester)或聚酯薄膜(mylar)。

市售額定電流為100mA的2H電感器,其線圈電阻約為175Ω (Hammond 154M)。迴轉器或模擬電感器在1H時具有等效的100Ω線圈電阻,就電感與線圈電阻比而言,兩者非常接近。

我們回過頭去看圖10,連接到FET汲極的電壓隨耦器提供緩衝,用於驅動回饋電阻,從而降低汲極到源極電阻的非線性電阻。幸運的是,在圖35中,我們有第二個電壓隨耦器U1A,它是迴轉器電路的一部分,但也可以用作緩衝放大器來線性化FET的壓控電阻(見圖36)。

20181109TA31P36 圖36 透過回饋電阻Rfb可以得到更線性的壓控電阻。

對於更線性化的Q1A Rds電阻,Vin輸入位準可以更大。但是偏置電壓-Vbias和Wah-Wah訊號Vww因Rfb和R4分壓電路而需要加倍。

圖37展示了一個使用增強型MOSFET的基本壓控帶通濾波器,它具有與圖35類似的特性。但是,請注意N通道MOSFET U2A的偏置電壓為正。同樣再次提醒,對於圖37、38和39,Vin應小於150mV峰-峰值。

20181109TA31P37 圖37 MOSFET壓控帶通濾波電路。

基本上該電路類似於圖35中的N通道JFET。但請記住,MOSFET U2A的偏置電壓+Vbias將在0到+4V的範圍內。同樣,我們可以利用電壓隨耦器U1A來線性化U2A的汲極到源極電阻(圖38)。

20181109TA31P38 圖38 具有線性化汲-源極電阻的壓控MOSFET帶通濾波器。

偏置電壓和Wah-Wah訊號Vww的範圍由於分壓電路Rfb和R4而需要加倍。

圖39展示了一個更完整的壓控帶通濾波器,它有一個「混合」(blend)控制電位器VR2。

20181109TA31P39 圖39 混合控制電位器VR2允許將輸入訊號的一部分與帶通濾波器的輸出混合。

透過添加VR2,Vout2可提供輸入訊號和壓控帶通濾波訊號的混合。調整VR2即可透過Vout2輸出Vin的全部,或者Vin與帶通濾波訊號的混合,甚至帶通濾波訊號的全部。Vout1僅提供壓控帶通濾波器輸出。

我們現在轉而採用更「自動」的方式來偏置FET。與基極-發射極導通電壓範圍很窄(0.6~0.7V)的雙極電晶體不同,無論是空乏(depletion)模式下的夾止電壓Vp,還是增強模式下的閾值電壓Vth,FET都具有更寬的電壓範圍。然而我們可以利用兩個(或四個)FET作為偏置參考元件,來匹配JFET或MOSFET。

在本系列文章的最後一篇,我們將討論用於自動設置(automatic set up)的偏置伺服電路,以及一些最後的訣竅和想法,還有一些非常有用的方程式及推導公式。

本文同步刊登於EDN電子技術設計2018年11月平面雜誌

(參考原文: A guide to using FETs for voltage-controlled circuits, Part 4,by Ron Quan)

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