接續前文:如何在電壓控制電路中使用FET——Part 2  

在本系列的第一篇和第二篇文章中,控制電壓由電位計的直流(DC)電壓提供,然而這種控制電壓可能包含DC偏壓和AC訊號,引起諸如調幅(amplitude modulated)訊號的時變增益訊號。本文介紹如何透過降低汲-源極電壓(drain-to-source voltage)來實現FET調變器電路和可變增益放大器(VGA)設計。

在第一篇與第二篇文章的圖3~17中(編按:本系列文章圖片編碼皆接續前文),如果我們用AC訊號加DC偏置訊號替換電位器VR1,壓控衰減器就成為幅度調變器電路。例如在圖15 (P通道MOSFET)中,如果輸入訊號Vin是高頻載波訊號和VR1的訊號,Vcont被替換為負DC偏置訊號加上低頻正弦波訊號,那麼輸出訊號Vout將具有調幅載波訊號,如圖18所示。

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圖18:調幅(高頻)載波訊號及其低頻正弦波調變訊號。(備註:縱軸表示幅度,橫軸表示圖18、19、20、22中的時間)

圖15有一個P通道MOSFET,當閘極電壓接近0V時,汲-源極電阻增加,使壓控衰減器能夠以最小衰減將輸入訊號傳遞到輸出。注意,在正弦波的正峰值中,幅度調變訊號處於其最大幅度。

相反地,如果P通道MOSFET的閘極電壓變得更負,則汲極和源極之間導通更好或電阻更小;因此會導致最大衰減,在輸出端產生最小幅度的調變訊號。現在觀察到當低頻正弦波處於負峰值時,幅度調變訊號最小。

我們可以將幅度調變的高頻載波cos(2πft)訊號表示為:

[1+m(t)] cos(2πft) =AM訊號 (公式12)
其中:
m(t) = 調變訊號(例如,低頻訊號)
f =「載波」(carrier)訊號的頻率

此外,由於[1+m(t)]≧0,cos(2πft)乘以一個非負數可以確保不發生相位反轉或高頻載波訊號的反轉。

例如,標準廣播幅度調變訊號如圖18所示,其中高頻載波訊號總是具有看起來像低頻調變訊號的包絡(envelope)。

標準類型的幅度調變還有其他一些應用場景,包括用於顫音(tremolo)的音樂搖擺效果,以及用於音訊幅度壓縮的自動增益控制放大器(不要與透過壓縮演算法產生的資料速率降低混淆)。

現在我們來看看另一種類型的幅度調變器,其特點是「純」乘法。

[m(t)]cos(2πft) = 雙邊帶抑制載波(Double sideband suppressed carrier)訊號 (公式13)

圖19顯示了倍增(multiplied)載波訊號或雙邊帶抑制載波的幅度調變訊號。

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圖19:一個倍增載波訊號,其下方有調變正弦波。

請注意,倍增載波訊號並沒有完全像圖18中那樣的可識別的包絡。圖20進一步顯示了載波訊號相位的關係。

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圖20:恆定幅度載波訊號高於倍增載波訊號,其調變低頻正弦波疊加。

仔細觀察可以注意到,當低頻調變訊號處於負迴圈時,高頻調變載波訊號的相位會反轉。在原點軸,調變訊號處於正週期,調幅波形與上面的載波訊號同相。

製作類比乘法器電路比基本的標準幅度調變器電路稍微複雜一些,例如在圖15中,就包括DC偏置電壓以及Vcont的AC調變訊號。類比乘法器電路通常需要將兩個基本的標準調變器電路組合起來,第二個電路需要反轉其載波和調變訊號。

我們看看這是如何實現的:

[1+m(t)]cos(2πft) = AM訊號#1

對於第二個AM訊號,我們反轉m(t)和載波訊號cos(2πft)的相位,使得: 1-m(t)cos(2πft) = AM訊號#2,這相當於:

[-1+m(t)]cos(2πft) = AM訊號#2

讓我們添加2個訊號:

AM訊號#1+AM訊號#2 =[1+m(t)]cos(2πft)+[-1+m(t)]cos(2πft)=[1+m(t) + -1 + m(t)]cos(2πft)

AM訊號#1 + AM訊號#2 = [2m(t)]cos(2πft)

從上面知道,當添加AM訊號#1和AM訊號#2時,可以得到乘法器功能或電路。圖21中的示例是將兩個“標準”AM電路相加以形成乘法器電路。

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圖21:使用雙N通道JFET的乘法器電路範例,可產生AM雙邊帶抑制載波訊號。

在圖21中,AM訊號#1由 (N通道JFET)壓控電阻器Q1A和放大器U1B實現。當Vmod處於正峰值時,Q1A的汲-源極電阻(RdsQ1A)較低,而當Vmod處於負峰值時,其汲源極電阻較高。因為R13 >> RdsQ1A,U1B的閉環增益=1+R12/RdsQ1A,當調變訊號的增益增加時,載波訊號的增益也增加,反之亦然。U1B接腳7的訊號輸出提供了AM訊號#1。

AM訊號#2的實現

為了實現AM訊號#2,我們需要反轉Vmod和Vcarrier訊號;這是透過反相放大器U1A和U2A完成的。U1A透過連接到放大器U2B的壓控電阻器Q1B將Vmod反相為第二調變器。反向Vcarrier訊號進入U2B的非反相輸入端子後,從U2B的輸出端子接腳7 (pin 7)可以得到AM訊號#2。還要注意R7 >> Rds_Q1B。

來自兩個調變器的AM訊號被加到VR2中,這樣可以精確匹配電平以從而使載波訊號無效。要做到這一點,需要在Vcarrier訊號仍然導通的情況下關閉Vmod。調整VR2直到載波在Vout處最小。放大器U3A的增益為2,以彌補在VR2處對兩個訊號求和時的損耗。

VR1可設置FET的偏置電壓。在本例中使用LSK489,其偏置電壓設置為 -3.25VDC,但也可以嘗試其他偏置設置。此外,典型的Vcarrier訊號電平在200mV峰-峰值範圍內,而典型的Vmod最大電平約為550mV峰-峰值。

使用TL082運算放大器時,載波頻率應<100kHz。

如果使用更高的載波頻率,運算放大器可以改為高速運算放大器,如AD827或LT1632。但在使用高頻電路時要小心佈局。圖22顯示了Vmod和Vout,其中Vcarrier近似於200mV峰-峰值,而Vmod近似於180mV峰-峰值。

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圖22:圖21中的波形Vmod和Vout

FET也可以配置為主動乘法器。JFET或MOSFET可用於構建類比均衡乘法器(analog balanced multiplier)。例如,圖23本質上就是MOSFET版本的雙極電晶體MC1496乘法器。

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圖23:FET版本的MC1496平衡混頻器(balanced mixer)電路。

該電路包括用於上差分對U1A/U1D和U1B/U1C的匹配四通道DMOS電晶體。第二組匹配的DMOS電晶體在兩者上與U2A和U2D形成另一個差分對。最後,我們有一個恆定電流源Q1,其偏置電壓約為10mA DC,R14上的電壓約為1V,100Ω。注意:電源電壓可能為±9V。

當混頻器的輸出經過帶通濾波(band-pass filtered)後提供中頻(IF)訊號時,在射頻(RF)應用的類比乘法器中使用FET具有一定的優勢。其中一些優點包括:

  1. Vin1和Vin2輸入端子均具有高阻抗,因此可以使用具有更高「升壓」(step up)比的RF匹配網路;
  2. 與雙極電晶體相比,FET在限制前具有更高的動態範圍;
  3. 對外部雜訊的敏感度較低;
  4. 對於SD5000等DMOS電晶體,由於閘-汲極電容較低,因此高頻串擾最小,更重要的是輸入電容較低。

本地回饋電阻R9和R10降低了底部成對差分放大器(bottom pair differential amplifier) Q2A和Q2D的失真。典型的R9 = R10值的範圍為0Ω至1kΩ。

為了理解這個電路,我們可以將它分成兩個AM調變器。第一個AM調變器包括U2A、U1A和U1D;第二個AM調變器包括U2D、U1B和U1C。

在乘法器電路的常見配置中,圖23中的Vin2作為調變訊號,Vin1作為載波訊號。

我們想要表明有兩個AM調變器,其中第二個調變器具有反向調變和載波訊號。原因前面已經講過:

AM訊號#1+AM訊號#2=[1+m(t)]cos(2πft) + 1-m(t)cos(2πft)

AM訊號#1 + AM訊號#2 = 2[m(t)]cos(2πft)

對於包括U2A、U1A和U1D的第一個調變器,底部MOSFET U2A提供來自U2A汲極的同相訊號電流。也就是說,如果Vin2變為正值或增加,U2A的汲極電流也會增加。當Vin1增加時,U1A的汲極電流也增加。因此,U2A和U1A的汲極電流分別與Vin2和Vin1同相。

現在我們來看第二個調變器的汲極電流U2D和U1B相對於Vin2和Vin1的情況。請注意,U1B和U1A的汲極相加或連接在一起,形成Vout的輸出電流。如果我們先看U1B,可以看到它形成了一個差分對U1B和U1C,比起U1A和U1D相對於Vin1的情況,它是以相反的極性連接的。也就是說,U1B的閘極通過R5和C4接地。

換句話說,當Vin1增加時,它會使U1C的閘-源極電壓(Vgs)增加或變得更正。然後U1C的汲極電流增加,但由於U1B的源極連接到U1C的源極會成為正,U1B將開始關閉。這意味著當Vin1增加時,U1B的電流正在減小。

類似地,底部MOSFET U2A和U2D的汲極電流以互補方式工作。Q1的集電極提供的恆定電流等於Q2A和Q2D的汲極電流之和。因此,如果一個汲極電流增加,另一個汲極電流就會減小。例如,如果Q1集電極電流為10mA,當Vin2=0時,處於無訊號狀態,U2A和U2D的汲極電流均為5mA。現在假設U2A的汲極電流增加到7mA,則U2D的汲極電流減小到3mA,因為兩個汲極電流之和為10mA。因此,相對於Vin2增加,U2D的汲極電流會減小。

相對於Vin2和Vin1,與第一調變器相比,第二調變器與來自U2D和U1B的相應汲極電流具有相反的相位關係。

因此,我們確實有兩個AM調變器,其中第二個調變器滿足為調變器和載波訊號輸入Vin2和Vin1提供反相的約束。在兩個調變器的汲極電流相加或增加的情況下,Vout與負載電阻器R4提供了包括Vin1和Vin2的倍增電壓。

透過降低汲-源極電壓實現VGA

仔細觀察FET的特徵汲極電流與汲-源極電壓曲線,將注意到跨導(transconductance)ΔID/ΔVgs隨著汲-源極電壓的降低而下降。參見圖24,閘-源極電壓ΔVgs的變化是固定的,但汲極電流ΔID的變化取決於汲-源極電壓。

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圖24:FET的IV特性,當閘-源極電壓變化相同時,較小的VDS使汲極電流ΔID的變化較小(如VDS1和VDS2上方的粗垂直線段與VDS3和VDS4上方的垂直線段相比)。

在VDS1 < VDS4時,注意ΔID@VDS1 <ΔID@VDS4。

跨導=ΔID/ΔVGS

可以看到,因為汲-源極電壓VDS→0,所以ΔID→0。這使跨導=ΔID/ΔVGS→0。

因此,如果可以改變汲-源極電壓,我們就可以改變跨導,從而改變增益。

製造壓控放大器的一種方法是將汲極耦合到低阻抗點,比如跨阻運算放大器的反相輸入端。透過調節運算放大器非反相輸入端的控制電壓,可以相應地改變汲極電壓(如圖25)。

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圖25:透過改變U1A的汲極電壓來控制放大器的電壓。

VR1調節運算放大器U2A的同相輸入端的控制電壓,由於U2A的反相輸入端的(控制)電壓大致不變,因此汲極電壓跟控制電壓保持一致。透過改變U1A汲極的控制電壓,其跨導隨之變化,從而可以改變增益|Vout/Vin|的大小。

對於圖25中所示的增強型FET,閘-源極電壓是正向偏置的,因此源極電壓大於零。要關斷增益,我們只需在VR1滑動條(slider)上設置電壓使其與源電壓匹配,電壓約為+0.5V至+2.5V,這通常取決於FET。

圖25的優點是沒有米勒乘法器(Miller Multiplier)電容效應,因為U1A的汲極透過U2A的(-)輸入端耦合到虛擬AC接地。

為了獲得更高的頻率性能,我們可以使用相同的原理來構建一個疊接(cascode)架構電路,如圖26所示。

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圖26:具備增強型FET的疊接壓控放大器。

電路基本沒變,只是用第二個FET U1B (一個共閘極放大器)取代了運算放大器。由於U1B源極的輸入電阻較低(例如1/gm_U1B),因此U1A汲極電壓接近恆定電壓。U1B的閘極電壓也可以視為U1A汲極的來源。

將可選電阻Roptional連接到U1B的源極,以確保它始終導通。實際值可能會不同,但U1B的靜態源電流約為1mA,這是一個起點。

由於該電路是疊接放大器,因此米勒電容倍增效應最小,該電路非常適合RF應用。例如它可以用作RF自動或手動增益放大器的一部分;此外多個電路還可以疊接。

VR1可以用自動增益控制(AGC)電壓源代替。如果需要更快的AGC動作,C4可以提供更低的值,例如0.1uF。

現在我們看一下圖27中的JFET方法。

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圖27:疊接JFET VCA。

由於JFET是空乏型(depletion mode)元件,即使Q1B的閘極電壓為零,也可能無法將增益降低到零,原因是Q1B的源極電壓相對於閘極電壓始終是正電壓。因此,控制範圍可能僅限於大約20dB或30dB,而不會將增益完全降低到零。Q1B的源極電壓必須足夠低,使Q1A的汲-源極電壓為0V,才能獲得零增益。

為了確保增益可以降低到零,Q1B可以用增強型MOSFET或雙極型元件(如2N4124,它與Q1B的對應關係為:基極→閘極,發射極→源極,集電極→汲極)代替。

但如果使用JFET,可以添加電平移動(level-shifting)電壓源,如圖28所示。當VR1調節到低電壓時,確保底部JFET Q1A的汲極和源極兩端電壓為零。

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圖28:LED1提供直流電平移動電壓源,以確保增益可降至零。

透過LED1向Q1A的源電阻R2添加正偏置電壓,以接地為參考的Q1A汲極和源極電壓就會上移。舉例來說,如果R2上的壓降為1V,則Q1A的源極電壓約為3.7V,而藍色或白色LED在2.7V就會導通發亮;這意味著如果Q1A的汲極電壓設置為3.7V,增益將變為零。

我們現在可以更容易地將Q1B的源電壓設置為+3.7V,使Q1A的汲-源電壓→0V。

注意:在圖25~28中,VR1滑動條上的電壓可以用調變訊號代替,這將在Vin上提供一種幅度調變形式。調變訊號可以用作RF混合訊號以提供IF訊號,負載電阻器R3可以用諸如並聯LC濾波器的IF帶通濾波器代替。

在接下來此系列(共5篇文章)的第四篇文章中,我們將討論用變頻迴轉器(variable frequency gyrator)帶通濾波器,來實現音樂效果調相電路以及音樂效果。

本文同步刊登於EDN電子技術設計2018年10月平面雜誌;責編:Judith Cheng

(參考原文:A guide to using FETs for voltage controlled circuits, Part 3,by Ron Quan)

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