定向耦合器被廣泛運用在各種應用中,主要可用來偵測射頻功率,它們可能出現在訊號鏈的多個位置。本文將探討ADI的ADL5920偵測器,其結合了寬頻定向橋式耦合器,內含兩個rms響應感測器,這款元件提供許多大幅超越傳統分立式定向耦合器的優勢,傳統元件必須在尺寸與頻寬之間做取捨,特別是頻率低於1GHz的元件。

In-line射頻功率與回波損耗的量測通常採用定向耦合器與射頻功率偵測器進行建置。

如圖1所示,無線電或測試與量測應用中,採用雙向耦合器來監視發送與反射的射頻功率。有時候還必須在電路中嵌入射頻功率監視元件,像是必須在兩個或更多來源之間切換,然後連到發送通道(使用射頻開關或外部線路)。

20180731TA02P1 圖1 在射頻訊號鏈中量測前向與反射功率。

偵測器在導向性方面具有寶貴的特性,也就是有能力分辨入射與反射的射頻功率。入射射頻訊號會經過前向通道耦合器傳遞到負載線路(如圖2所示),小部分的射頻功率(通常比入射訊號強度低10dB~20dB)經耦合後脫離並驅動射頻偵測器。偵測到前向與反射功率之後,再使用和前向通道耦合器相反方向的第二個耦合器,兩個偵測器的輸出電壓訊號會分別和前向與反向射頻功率的位準成正比。

20180731TA02P2 圖2 典型射頻功率量測系統使用定向式耦合器與射頻偵測器。

表面黏著封裝的定向耦合器必須在頻寬與尺寸兩者之間作取捨。擁有一個倍頻程(octave)頻率覆蓋率的雙向式定向耦合器(即FMAX等於兩倍FMIN)通常封裝可作到6mm2的小尺寸,而寬頻連接器化(connectorized)定向耦合器則擁有多倍頻程(multioctave)的頻率覆蓋率,但其體積則遠大於表面黏著封裝的定向耦合器。

圖3顯示偵測器的評估板,一個新射頻功率偵測子系統,具備60dB偵測範圍,採用5mm×5mm的MLF封裝(定向耦合器IC位於兩側接頭之間)。圖4顯示偵測器的方塊圖表。

20180731TA02P3 圖3 連結器化定向耦合器、表面黏著定向耦合器,以及內含定向橋與雙rms偵測器的定向耦合器整合式IC。

不同於使用定向耦合器感測順向與反射訊號,ADI新偵測器採用一種專利式導向橋技術,以達成寬頻傳輸及精巧的晶片內部訊號耦合。為了瞭解定向橋如何運作,首先必須退回一步來看看惠斯登電橋(Wheatstone bridge)。

20180731TA02P4 圖4 偵測器方塊圖表。

惠斯登電橋

定向橋的概念是基於惠斯登電橋(如圖5所示),在平衡時產生的差動電壓為零。在一個惠斯登電橋中,底部兩個電阻其中一個是可變電阻(R2),另外兩個(R1與R3)則是固定電阻。電橋中總共有4個電阻,包括R1、R2、R3,以及Rx,其中Rx的電阻未知。如果R1=R3,那麼R2就等於Rx,輸出電壓VOUT=0伏特。電橋平衡的條件是當可變電阻調至正確的數值,使得電橋左側與右側的電壓比值相同,而產生VOUT的差分感測節點之間則會產生零伏特的差分訊號。

20180731TA02P5 圖5 惠斯登電橋。

單向電橋

圖6是單向電橋的示意圖,它解釋了這類元件的基本運作模式。首先要提的是定向電橋必須針對特定Zo進行設計,另外其插入損耗已降至最低,如果RS=RL=R=50歐姆,電橋的感測電阻為5歐姆,這在插入損耗(小於1dB)與訊號感測之間是很好的折衷。回到負載計算ROUT求得50歐姆的埠阻抗,而計算RIN則得到50.8歐姆的埠阻抗(|Γ|=0.008,RL=-42dB,VSWR=1.016)。如果訊號施於RFIP,那麼由於RIN~50歐姆,RFIP的電壓約為訊號源電壓的一半。如果假設RFIP的電壓等於1伏特,那麼RFOP的電壓就會約為0.902伏特。

20180731TA02P6 圖6 單向電橋簡圖。

這個電壓會進一步減弱到10/11=0.909,差分放大器的負輸入為0.82伏特,產生的差分電壓1-0.82=0.18伏特。這個電橋的有效順向耦合因數(Cpl)為:

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電橋的平衡意謂當訊號施予逆向(RFOP往RFIP),VFWD偵測器(或Cpl埠)理想狀態下會看到零差分電壓,但如果訊號施於順向方向(RFIP往RFOP)則會看到最大訊號。想要在這種結構中獲得最大的導向性,最重要的就屬精準電阻,因此整合這類元件能發揮顯著功效。

在一個雙向橋中,為了計算回波損耗而須判斷隔離效果,需要翻倒元件,把輸入訊號施予RFOP。在這種狀況,電橋達到平衡,差分放大器的增性與減性輸入兩者相等,比值都是0.909=(10R/(10R+R)=(R/(R+0.1R)),造成差分電壓(V+ minus V-)=0伏特。

雙向電橋

圖7是一個雙向電橋的簡圖,其與ADL5920偵測器使用的電橋很類似。在50歐姆環境中,R的單位電阻等於50歐姆。因此電橋的感測電阻值為5歐姆,而兩個分流器網路(shunt-networks)電阻約為1.1kΩ。

20180731TA02P7 圖7 雙向電橋簡圖。

由於這是一個對稱式網路,因此輸入與輸出電阻RIN和ROUT相同,都接近50歐姆,而RS與RL也都等於50歐姆。

當訊號源與負載阻抗都是50歐姆,內部網路的歐姆分析顯示VFWD遠大於VREV。在現實應用中,這對應到訊號源到負載的最大功率傳輸,結果會使反射功率極小,進而產生極小的VREV。

接著考慮如果RL無限大(開路)或零(短路負載)。在兩種情況中,如果重複進行歐姆分析,會發現VFWD與VREV大約相等。對應到真實世界系統,一個開路或短路負載會導致順向與反射功率相同。以下針對這些情況做細部的分析。

電壓駐波比(VSWR)與反射係數

網路分析中的全面錯誤分析,不僅過於複雜而且超出本文的探討範圍,但本文簡單歸納幾點基本概念。這方面有個很好的資源,就是Marki Microwave所撰寫的應用指南「導向性與電壓駐波比之量測」。

要描述傳輸線中的電壓與電流,行進波(Traveling waves)是相當重要的觀念,因為它們是位置與時間的函數。傳輸線路的電壓與電流包含順向行進波與逆向行進波,這些行進波是距離x的函數。

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在公式(2)與公式(3)中,V+(x)代表傳向負載的電壓波,而V-(x)則代表因阻抗不匹配而從負載反射回來的電壓波,Z0是傳輸線的特性阻抗。在無損耗的傳輸線中,Z0的計算公式為:

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傳輸線最常見的Z0為50歐姆。如果傳輸線以特性阻抗作為終端機制(terminated),對於50歐姆訊號源而言就像是一條無限長的傳輸線,因為任何電壓波經過傳輸線時都不會產生任何反射,一般這類反射都會在訊號源或傳輸線上的任何一點偵測到。然而,如果負載不是剛好50歐姆,在傳輸線各處就會產生駐波然後被偵測到,這種駐波的強度由電壓駐波比決定。

反射係數的定義為:

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這裡的Γ0是負載反射係數,而y則是傳輸線的傳播常數。

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R、L、G、C 分別代表單位長度傳輸線的電阻、電感、電導,以及電容。回波損耗(RL)是反射係數(Γ)的負值,單位為dB。這裡要特別提出來,因為很多人經常會搞混反射係數和回波損耗,甚至相反誤用。

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除了上述負載不匹配之外,另一項回波損耗的重要定義就是在阻抗不連續處的入射與反射功率。計算公式如下:

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這個公式經常運用在天線設計。VSWR、RL,以及Γ0的關係如下:

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公式(14)與公式(15)分別代表駐波電壓的最大值與最小值。VSWR的定義為訊號波最大電壓與最小電壓的比值。傳輸線上的尖峰與最小電壓為:

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舉例來說,在一條50歐姆的傳輸線中,如果順向行進波電壓訊號的尖峰振幅A=1,線路和完美負載匹配,而|Γ0|=0,如此就不會有駐波(VSWR=1.00),線路上的尖峰電壓A=1。然而,如果RLOAD為100歐姆或25歐姆,那麼|Γ0|=0.333,RL=9.542dB,而VSWR=2.00,進一步可推算出|V(x)|max=1.333,而|V(x)|min=0.666。

圖8是圖7的複製品,但圖中顯示的訊號是預設的順向組態,其行進功率波反映出參考層(reference plane)位於負載。在低頻率時,相比物理結構與電壓而言波長偏長,而電流則是同相位(in phase),可以根據歐姆定律來分析電路。

20180731TA02P8 圖8 雙向電橋有訊號時的簡圖。

圖8中的連結埠為RFIP的輸入埠(Port 1)、RFOP的輸出埠(Port 2)、VFWD的耦合埠,以及VREV的隔離埠(Port 4)。由於結構有對稱性,因此當訊號在ZL出現反射或施以到RFOP,這些連結埠就會翻轉(reversed)。

在匹配負載狀況中,產生電壓連結到Port 1(RFIP),ZS=ZL=Z0=R=50歐姆。

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而VL/VS+為插入損耗,LI或IL其單位為dB。

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主線路電阻0.1×R兩側上兩個分流器腳(shunt legs)的衰減因數為:

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圖8所示|VREV|與|VFWD|數值的公式顯示這些電壓的數值,這些電壓在順向方向傳送一個訊號。在簡化示意圖中,這些公式反映出由於在33dB的隔離埠出現非理想拒斥,這些公式呈現導向性的根本性極限。

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從圖8中可看到雙向電橋在線性域(linear domain)的導向性其公式為:

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公式顯示要提高導向性,α必須等於插入損耗LI

在晶片方面,尖峰導向性通常優於簡圖中所顯示(圖9)。若ZL不等於ZO,如同一般狀況,耦合與隔離埠電壓的複雜公式如下:

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20180731TA02P9 圖9 偵測器導向性對比頻率。輸出位準為20dBm。

這裡的VS+是Port 1(節點VS)的順向電壓,而VL-則是從Port 2(節點VL)反射回來的電壓,Θ為反射訊號的未知相位。

20180731TA02P9-2

在公式(24)中,把VL-替換成公式(22)與(23),然後用公式(21)簡化結果,再加上,

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結果就是複雜的輸出電壓:

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從公式(26)與公式(27),可觀察到 DL>>1。

20180731TA01P9-5

在ADL5920偵測器裡,VREV與VFWD的電壓透過兩個60dB範圍的線性增益(linear-in-dB)rms偵測器,對應到電壓VRMSR與VRMSF,兩者數值分別為(VISO/VSLP)與(VCPL/VSLP),其單位為dB。因此元件VDIFF的差分輸出以dB為單位的數值則為:

20180731TA02P9-6

在VSLP,偵測器斜率約為60mV/dB。

在公式(28)中使用公式(29)的電壓對dB對映:

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在公式(30)中套用公式(9)可得到:

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圖10顯示在偵測器朝順向方向驅動時,順向功率感測rms偵測器的響應,每個軌跡對應到施以特定功率位準的輸出電壓對比頻率。圖9在10MHz截止,運作頻率最低到9kHz。在圖11中,相同的資料表示成輸出電壓對比輸入功率,每個軌跡代表一個不同頻率。

20180731TA02P10 圖10 順向通道偵測器在多個輸入功率位準上的典型輸出電壓對比頻率。

20180731TA02P11 圖11 順向通道偵測器在多個頻率上的典型輸出電壓對比輸入功率。

當新偵測器的RFOUT接腳用一個50歐姆電阻做好終端機制,就不會有反射訊號,因此,逆向通道偵測器不會記錄到任何偵測逆向功率。但由於電路的導向性是非理想狀況,加上滾降(roll off)對比頻率的關係,因此在逆向通道上會偵測到一些訊號。圖12顯示在順向通道與逆向通道上,於500MHz量測到的電壓,這裡的RFIN為掃頻(swept),而RFOUT則是以50歐姆電阻做好終端機制,這些線路的垂直向隔離,直接對應到電橋的導向性。

20180731TA02P12 圖12 VRMSF與VRMSR輸出電壓對比在500MHz的輸入功率,在500MHz時橋接元件是由以50歐姆阻抗傳送的RFIN與RFOUT所驅動。

圖13顯示在量測順向功率時改變負載所產生的效應。定義功率位準施予RFIN輸入,而RFOUT上負載的回波損耗就從0dB變成20dB。一如預期,當回波損耗在10dB~20dB的範圍,功率量測的精準度都相當好,但當回波損耗降至10dB以下,功率量測的誤差就會開始增高。這裡要注意的是0dB的回波損耗,誤差仍維持在1dB的範圍。

20180731TA02P13 圖13 量測到的順向功率對比施予功率,以及負載的回波損耗,在1GHz進行量測。

在圖14中,偵測器用來量測負載的回波損耗,也是在1GHz量測。一個已知的回波損耗施予RFOUT埠。量測出VRMSF與VRMSR之後,再倒退測算(back calculated)回波損耗。

20180731TA02P14 圖14 量測到的回波損耗對比施予的回波損耗,以及射頻功率,在1GHz進行量測。

圖14中有幾點要提。第一,可以看到偵測器有能力量測回波損耗,反映出回波損耗改善的程度,這是因為裝置的導向性。第二,注意到量測精準度會隨著驅動功率下降而衰退,這是因為偵測器內建rms偵測器其有限度的偵測範圍,以及靈敏度。第三點則是線路顯著的漣波效應,這是因為每次量測都是在一個回波損耗相位上進行。如果在所有回波損耗相位上重複進行量測,從得到的一系列曲線就能看出何者的垂直寬度大約等於漣波的垂直寬度。

應用

由於能夠量測In-line射頻功率與回波損耗,偵測器在許多應用中都相當實用。其小尺寸意味著它能直接置入許多電路,對空間不會產生太多衝擊。常見的應用包括電路內射頻功率監視,其射頻功率位準最高可達到30dBm,在這類應用中插入損耗並不嚴重。

回波損耗的量測功能通常用在必須監視射頻負載的應用,一般會用一個簡單電路來檢查天線沒有受損或折斷(災難性失效)。另外,偵測器還能用來在材料分析應用中量測純量回波損耗,這方面最適合用在頻率低於2.5GHz的場合,其導向性(及量測精準度)通常大於15dB。

如圖15所示,偵測器提供兩種用來評測的形式。圖左顯示傳統評估板,偵測器輸出電壓會傳至晶片接腳及SMA接頭。另外,這款評估板還內含一個校正通道,能用來校正FR4板卡的插入損耗。

20180731TA02P15 圖15 偵測器評估板選項。

圖15右顯示另一塊評估板,內含一個4通道12位元ADC轉換器(AD7091R-4)。這款評估板插入到ADI的SDP-S USB介面板,所附的PC軟體能用來計算射頻功率與回波損耗,並內含基本功率校正常式。