脈衝響應在定義高速串列匯流排的技術標準中越來越受歡迎。可透過碼型產生器發送一長串0、後接一個1、然後另一長串0來產生脈衝。也就是說,脈衝是不歸零(NRZ)位元;脈衝回應則與單位元回應(SBR)相同。

與窄峰回應(impulse response)一樣,脈衝回應也包括像電路,以及軌跡、連接器、線纜、接腳、焊球的阻抗等訊息。無論幅值還是相位,它們都是內建的,甚至可透過在侵擾器(aggressor)上傳輸脈衝以產生串擾脈衝響應,並在受體上測量SBRx(t)。圖1顯示(a)窄峰和(b)脈衝回應是等價的。

20180524TA01P1 圖1 傳輸通道的有限頻寬延長了(a)窄峰,h(t);(b)單個位元,SBR(t)。(圖片來源:Anritsu)

脈衝回應SBR(t)與窄峰回應h(t)有如下關係:

SBR(t) =ʃpulse(t’)h(t-t’)dt’

其中pulse(t)是一長串0、一個1(對於PAM4,是一個3),以及另一長串0。

可以用向量網路分析儀(VNA)的頻域來測量脈衝回應SBR(t),並借助時域反射法/時域透射率法(TDR/TDT),或使用示波器,從模擬中擷取也很容易。

因為脈衝回應測量提供了關於通道的所有資訊——所有關於通道的線性和時間不變的資訊,這應該是需要考慮的一切,用於特定性能變數的測量和計算指標包括通道工作裕度(COM)和訊噪比失真率(SNDR)。

在實際系統中,接收器以串列傳輸速率(即NRZ的位元速率和PAM4位元速率的一半)離散地對每個符號進行一次波形採樣。

20180524TA01P1-1

其中總和是在脈衝回應的持續時間內累加的。SBR(t)的細微性和h(t)通常是每單位間隔(UI)M=32個採樣,如圖2所示。

20180524TA01P2 圖2 每個UI採樣M次的SBR(t),產生比每個UI採樣一次更詳細的波形。(圖片來源:Anritsu)

採樣點tsp是位於SBR(t)初始上升後的一個UI。

駐留ISI,可稱之為ResISI(n),是均衡後每個UI保留的ISI。為計算ResISI(n),需要在發射脈衝中包含發射器均衡——去加重或發射器前饋均衡(FFE)。還需要將接收器連續時間線性均衡(CTLE)的影響包括在內,這在ADS(Keysight高階設計系統)等IBIS模擬器中很容易實現。DFE可以手動輸入:

20180524TA01P2-1

ResISI(n)是預均衡脈衝回應和後均衡脈衝回應之差,完美的均衡意味著對於所有n,ResISI(n)= 0。其中最酷的部分(我認為它很酷)是如何透過其抽頭b(n)將DFE明確包含在內。這是顯而易見的,對吧?但仍然不可思議。

為得到駐留ISI的單個參數測量值,只需添加其組成部分,即根平方和,就像為直角三角形添加一條邊一樣。

可以在圖3中看到三個等化器如何影響脈衝。

20180524TA01P3 圖3 有和沒有均衡的脈衝回應的ADS IBIS模擬。(圖片來源:Wild River和Keysight)

可使用同樣的方法,利用SBRx(t)計算均衡方案如何影響串擾。借助侵擾器的SBR和SBRx,可以透過明確包含DFE的方式(就如我們對ResISI所做的)計算任何波形的後均衡形狀。也就是說,可以看到波形在深植到接收器內部的削波器(slicer)上看起來是什麼樣子。

(參考原文: Analyze post-equalization ISI with pulse response,by Ransom Stephens)