就發表文章而言,專業型和消費型兩種基本類別定義了可以發表和不該發表的內容。過去的消費型雜誌包含在超市可以找到,並以愛好者為主要目標讀者的雜誌,例如,《Popular Electronics》和《Electronics World》;在專業型雜誌中,《電子技術設計(Electrical Design News,EDN)》和《Electronic Design(ED)》則為最佳代表。

一般來說,幾乎任何電路都可以安心地在《EDN》和《ED》上發表,因為專業讀者通常能理解各種明顯的危險,而且大多數有危險的電路無論如何都會被專業作者詳細解釋。但以喜好為導向的雜誌本應該(我說本應該因為他們經常忽略這項要求)堅守一定的標準,甚至避免刊出危險的電路。在之後的幾年間,隨著社會中的訴訟日益增加,令人驚訝的是,危險電路仍持續被刊出。

在忽略危險電路的同時,還存在電路是否真的是好電路的問題。就這一點來說,一些專業和消費型雜誌都存在一定數量的劣質電路文章。有人會認為,以出版產業的專業來說,某種程度上應該扮演把關者的角色,確保只有高品質的電路得以被發表,然而問題在於,如同其他許多的產業一樣,很多真正優秀的工程師都任職於電路設計公司。

遺憾的是,雜誌根本沒辦法找到一流的工程師(這種現象只會隨著時間變得更糟)。一般來說,這不應該是一個問題,因為很多投稿文章作者本身就是產業內優秀的工程師。問題是許多雜誌的工程師作為評斷文章優劣的把關者,對那些超出他們技術知識範圍的技術優點提出了意見。儘管現代網路世界已經退化成僅有文章發表,卻無人檢閱。

涉足險境

以下來看看這些作者們令人難忘的電子工程作品災難之一。令我震驚的是,1996年它出版在最受歡迎的消費性電子刊物中。在訴訟司空見慣的現代社會,簡直難以相信這篇文章的發表,不管法律問題為何,發表這個電路確實很不負責任,但是,還有一些較為次要但仍然重要的問題。

這個電路用於D類開關音訊功率放大器,這項技術不僅早在1975年就已經被詳細地介紹過(在一些非常流行的消費性電子刊物中),而且 Sony 在這一時期製造出了第一個商用開關音訊功率放大器。當時,Sony研發出了因垂直J-FET型結構而得名的V-FET裝置,作為FET,這些裝置輕鬆地實現了與高品質音訊相配的250kHz開關頻率的高速需求(這代表著採樣速率比理想的頻率高出一個層級)。一般D類放大器的基本拓撲類似於Sigma-Delta調變器。

20180412NT01P1 圖1 正確完成的D類開關音訊功率放大器基本拓撲結構。

需要注意的是,這個廣義拓撲的設計都是正確的。調變器包含在一個封閉的回饋迴路(feedback loop)內,以確保可靠訊號輸入的還原。輸出濾波器在反饋迴路外部,大大簡化了穩定性的問題,實際上支援更大的頻寬。這個基本拓撲圖省略很多細節,舉例來說,驅動功率裝置的閘極(包括Sony的原始V-FET)帶來一些像是需要級聯的跟隨器(follower)等電路的挑戰。

D類開關設計所獨有的一項困難在於,它們仰賴輸出階段中未使用能量的再迴圈來實現效率。當從單個輸出階段將直流電壓驅動為負載時,就會產生問題,可利用圖2中的基本電路來解釋。圖2所示電路是基於試圖產生一個負輸出電壓的假設,它還包含實際電路中未完全出現的D3和D4項目,增加這兩個二極體的目的是為了強調多數電源的電流源良好,而電流槽較差的事實。

20180412NT01P2 圖2 此電路顯示了單端D類只能用於無直流分量交流訊號的原因。

圖2第一張圖所示電路描述低端的MOSFET Q2導通,向負載提供必要的電流以產生負輸出。任何中間輸出電壓將支配一個小於100%(或大於0%)的工作週期,因此如圖2的底部所示,最終Q2關斷,Q1導通。在這些條件下,受輸出濾波器內電感作用,電流持續流向同一個方向,其唯一通道是從Q2源極,透過D1續流二極體,到Q2漏極,然後進入正電源。這樣的電流方向會引起正電源電壓每個週期都上升一點,直到高到足以損害電路裝置。

這個電路不能暴露在直流輸入端,亦不可以形成一個能以靜態直流輸出出現的偏移。在這種情況下,輸出濾波器的再生能量將會產生提高軌道上與負載供電相反的電源電壓效果(例如,負載時的正直流電平將會對負電源軌產生推動作用)。Sony透過交流耦合(AC coupled)輸入來處理這個問題,內建一個能夠關閉放大器的電源升高檢測器。而一個更巧妙的解決辦法是將開關放大器設置成有機會回收能量的全橋。

現在已經為合理設計的D類放大器做好基礎準備,那麼就透過兩張原理圖(圖3中的放大器和圖4中的電源設計)來看看所謂的災難級工程設計。顯而易見,此一業餘級D類放大器設計中既沒有負反饋,也沒有輸出濾波,這是一個頻率為50kHz的開環架構。是的,它是可行的,但絕非高傳真(high-fidelity)類型。

20180412NT01P3 圖3 是的,這是可行的,且是脈衝寬度調變最簡單的實現方式。它是一個開環迴路,亦無輸出濾波器,可以說是極為粗糙。

在所有喇叭都無法對50kHz做出回應之後,放大器就算沒有輸出濾波也能工作。濾波可改善此電路可能產生的嚴重失真問題,更糟糕的後果就是來自較長揚聲器引線的射頻干擾(RFI)問題,喇叭引線會帶來大量強大諧波的50kHz開關波形,很有可能會打擾到你的鄰居。

脈衝寬度調變(pulse width modulator,PWM)由最基本的比較器組成,一側輸入端為三角波形,另一側輸入端為所需的類比訊號。鑒於50kHz的低開關頻率,只能盡量簡化將比較器輸出耦合到功率裝置的電路。

在輸出裝置上沒有任何電流限制或其他保護。喇叭引線短路肯定會導致災難性的後果,更不用說二次風險,輸出裝置的短路和高電流有可能引起火災危險。

如果這還不算最糟糕、不值得花錢或時間去設計的電路,那麼這項災難級工程設計的最高「成就」就必定是它的電源了。請記住這位作者是從舊式管類設備入手,例如內部電路直接連接到交流線路的5管無變壓器式無線電,然而,當時即使是製造商也非常懂這方面的知識,你不會看見任何類型的外部連接器孔,而且任何客戶可能觸碰到的部分都經過小心的絕緣處理。因此,我對於直線操作的設備並不陌生,它能夠被正確操作,但很容易被忽視。

20180412NT01P4 圖4 請勿建立這樣的電源架構。如果一定要做,只能透過隔離變壓器將其連接至交流線路。

再次強調,此放大器的電源直接連接到交流線路只是第一個基礎問題。由於放大器電路本身輸入和輸出端外部連接的可觸性和必要性,缺乏隔離的情況使一切更加危險。當應用交流電源時,使用者可能會接觸到連接的電流。

一些讀者可能會觀察到圖3及圖4中交流電線兩側都沒有明顯的直接連接,例如輸入插孔或喇叭連接。那麼就讓我針對這點說明,使用交流電源線時,會面對以下兩種情況之一:1.無絕緣;或2.絕緣(使用某種類型的變壓器完全隔離交流電線路)。在情況2中,絕不可能透過放大器上的任何連接,經由交流線路產生電流,進而絕對確保操作員的電氣安全。這裡描述的放大器並沒有這種隔離,雖然可以透過整流器、濾波器帽、TRIAC和一些電阻來建立交流線路的電流路徑,但一旦接觸到人,仍然極具危險性。交流電源線是通常接觸到最危險的電力來源,當人們接觸到連接時,絕緣是絕對必要的,甚至是不容爭議的。

這會延伸到交流線路安全問題,包含交流電源線的極性,確保低端總是與地面位於同一側。然而這些問題在任何設計合理的電路中肯定是無關緊要的,讓它們變得無關緊要的方法就是使用電源變壓器。即使這種放大器只需簡單地涵蓋一個常用的隔離變壓器,至少能確保安全(但不一定是好的)。

總結來說,值得一提的是該雜誌在後續期刊中發表一些指出其欠缺乏隔離的批判性內容。然而,對新手們來說,一開始便嘗試這樣的設計,確實令人害怕。

除了以上的問題,其電源設計在某些方面還算巧妙,它使用TRIAC交流線路相位控制作為51V電源的一個高效粗糙穩壓器,直到你覺得相位控制調節產生了相當大的RFI,並且有悖於現代電源設計時,它就顯得沒那麼巧妙了。

現代電源設計側重功率因數修正(PFC),引入了電流波形圖的波形和相位,並盡可能地使其與電壓波形圖(參見相位控制調光器)保持一致。簡而言之,電源中的電流會沿著交流電正弦波的電壓波形圖,在多處以短脈衝形式流動,光譜上會顯得很凌亂。顯然,這只是其中一個較小的問題。

不完整的現代趨勢

大約在1980年代,一家由政府專家機構主辦的著名雜誌發表了一篇關於如何利用運算放大器電路實現更高頻寬的設計筆記。其中只包含一個簡單的、非常一般的原理圖(圖5)。

20180412NT01P5 圖5 該電路被視為增加運算放大器電路頻寬的方法。實際上,這可能是運算放大器最不穩定的配置之一。

對運算放大器和回饋理論有基本瞭解的人很容易意識到,假設運算放大器的開環增益(open-loop)明顯高於回饋電阻的比率,訊號增益則僅能按照回饋電阻(feedback resistor)的比率來進行設置。當開環增益下降到等於或小於以回饋電阻為基準所設置的值時,此時的頻率決定頻寬,除非選擇不同的運算放大器,否則無法改善開環增益中增益與頻率關係。

簡單的檢測顯示,我們正在原本單極點系統(single pole system)的回授路徑(feedback path)中放置一個極點,這種情況只會使系統更趨於不穩。

這種電容器可能的唯一影響是暫態(transient)回應過衝(overshoot)加劇,並大幅提高高頻雜訊(可能作者注意到高頻雜訊的增加,並由此推斷出更高的頻寬?)。在某些情況下,還會發生徹底的振盪(oscillation)。

垃圾科學

大約在1996年中期,某消費電子雜誌上刊登了一篇關於魔術燈的文章,聲稱透過簡單應用普通的檯燈調光器電路,可以大幅提高白熾燈(incandescent bulb)的效率。實際上,這種電路更加糟糕,因為它是半波(half-wave)。

作者表示,在使用30V燈泡而不是100V燈泡時,他們測量了三分之一的電壓和三分之一的電流,並節省90%的功耗。

馬上就有人開始好奇,例如如何對光輸出進行比較(好吧,光度計算的方法是顯而易見的,但很容易出現測量誤差),並指出 30V 燈泡並沒有比110V 燈泡的溫度更低。但是,這裡的關鍵性錯誤在於126延遲半波相位控制(phase control)中,平均值和有效值之間存在3:1的巨大差異。

這一切的所有結果超越原先所做,因為作者在相當非線性的波形之上,採用了非常基礎、便宜的儀器來測量電壓和電流。更令人驚訝的是,該方法還被授予了專利(美國專利 5,463,307)。

為嘗試瞭解這類電路的測量方法,作者對全波TRIAC調光器電路進行一些測量,如圖6所示。該電路與魔術燈電路的不同之處在於,魔術燈為半波,而這一電路為全波,但它能夠說明測量中的問題。

20180412NT01P6 圖6 TRIAC調光器電路。

隨著每個週期調光器兩端交流電壓的增加,電容器開始充電。當達到約30V時,DIAC會分解並傳導,將電壓降到足夠低來釋放電容器,以使電容器放電,因此觸發TRIAC。由於這些是交流半導體,因此每半個週期重複一次。

在圖7所示,照片中有用於測量檯燈負載兩端電壓的示波器,以及一個並聯的普通平均值交流電壓表。示波器測量功能被設置為測量週期有效值電壓,圖8顯示了電流測量的結果(透過2Ω電阻器)。如果用此電錶來計算功率,可以得出結論——負載在32.7V或1.08W時消耗33mA電流,而實際上,它是在55V或3.08W時消耗了56mA電流。

20180412NT01P7 圖7 示波器設置為捕捉負載電壓,並聯一個傳統的平均值交流電表。要注意的是示波器測量功能紀錄的實際有效值為55V,而電錶卻顯示為32V。

20180412NT01P8 圖8 圖7中的設備設置為通過2Ω電阻器測量電流。同樣,平均測量結果不準確的而且讀數較低。

(參考原文: Thoughts on the circuits you should publish,by Jerry Steele)