連續導通模式(CCM)反馳式(flyback)轉換器常出現在中等功率和隔離應用中。CCM工作的特徵包括峰值開關電流較低、輸入和輸出電容較少、電磁干擾(EMI)降低,以及工作週期範圍窄於在不連續導通模式(DCM)下工作。由於具有這些優點,加上其低成本的優勢,它們已在商業和工業領域得到廣泛應用。本文將介紹在5A CCM反馳條件下,針對53Vdc至12V的功率級設計方程式。

圖1所示為一個詳細的60W反馳電路原理圖,工作頻率在250kHz。在最小輸入電壓為51V和最大負載時,工作週期選擇為最大值的50%。雖然超過50%的操作是可以接受的,但在本設計中並非必需。由於相對較低的高壓端輸入電壓為57V,工作週期在CCM工作中將僅下降幾個百分點,然而,若負載大大降低,且轉換器進入DCM工作時,工作週期將顯著降低。

20170920TA01P1 圖1 60W CCM反馳式轉換器原理圖。

設計細節

為了防止磁芯飽和,繞組開/關週期內的伏秒積(V*S)必須平衡。這相當於:

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將dmax設置為0.5,計算Nps12(Npri:N12V)和Nps14(Npri:N14V)的匝數比:

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變壓器匝數比設定好後,可以計算出工作週期和場效應電晶體(FET)電壓。

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Vdsmax表示FET Q2漏極上無振鈴的「平頂」電壓。振鈴通常與變壓器漏電感、寄生電容(T1、Q1、D1)和開關速度有關。額外降低FET電壓的25~50%,選擇一個200V的FET。若可能,變壓器必須具有優異的繞組耦合和1%或更小的最大漏電感,以最小化振鈴。

當Q2導通時,二極體D1的反向電壓應力等於:

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當次級繞組由於漏感、二極體電容和反向恢復特性而變負時,振鈴是常見的。使用超快(小於35ns)、肖特基和SiC二極體可幫助最小化反向恢復效應,並最大限度地減少二極體緩衝器損耗。D1在FET關斷期間進行導通,平頂電流為:

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本文選擇30A/45V額定的D2PAK封裝,以將10A的正向壓降降至0.33V。功耗等於:

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推薦透過散熱器或氣流進行適當的熱管理。可以從以下方式計算初級電感:

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公式中,POUTMIN是轉換器進入不連續模式工作之處,通常是POUTMAX的20~30%。

峰值初級電流發生在VINMIN,等於:

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確定最大電流檢測電阻(R18)值對於防止控制器主要過電流(OC)保護裝置跳閘是必須的。對於UCC3809,為了保證全輸出功率,R18上的電壓不能超過0.9V。對於此示例,選擇一個0.18Ω的阻值,更小的電阻是可以接受的,因為它減少功率損耗,但是過小的電阻會增加雜訊敏感度,並使OC閾值高,帶來變壓器飽和的風險甚至更糟的情況——OC故障期間壓 力相關電路故障。在電流檢測電阻中消耗的功率為:

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從以下公式可以計算出FET導通和關斷開關損耗:

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損耗計算

與Coss相關的損耗計算不太明確,因為該電容極其非線性,隨Vds增高而降低,在設計中估計為0.2W。

電容器要求通常包括計算最大RMS電流、獲得所需波紋電壓所需的最小電容和瞬態保持。輸出電容和IOUTRMS計算公式如下:

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單獨的陶瓷電容是合適的,但是在直流偏置效應之後,需要7個陶瓷電容才能實現83μF。因此,只選擇足夠的電流來處理RMS電流,然後採用LC濾波器來降低輸出波紋電壓,並提高負載瞬變。若存在大負載瞬變,可能需要額外的輸出電容來降低壓降。

輸入電容等於:

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公式中,VINRIP是允許的輸入波紋電壓,其設置為VIN的3%或~1.5V。

此時仍然必須考慮電容搶佔直流偏置效應的情況。RMS電流約為:

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圖2所示為原型轉換器的效率,圖3所示為反馳評估板。

20170920TA01P2 圖2 轉換器的效率和損耗決定封裝選擇和散熱要求。

20170920TA01P3 圖3 60W反馳評估硬體測量100×35mm。

本設計示例涵蓋功能性CCM反馳式設計的基本組件計算,然而,初始估計通常需要反覆計算才能進行微調。同樣,在變壓器設計和控制環路穩定等領域,通常需要更多的細節工作,來獲得良好、最佳化的反馳。