如何為20Vpp訊號組合低通濾波器和ADC驅動器
作者 : Frances De La Rama & Philip Karantzalis，ADI
20Vpp LPF驅動器一般用於工業、科技和醫療(ISM)設備中，該設備必須使用具有更低滿量程輸入的高速ADC對傳統的20V p-p訊號範圍進行數位化處理...
問題：為何要組合使用低通濾波器(LPF)和類比數位轉換器(ADC)驅動器？
答案：為了縮減類比訊號鏈的尺寸，降低其成本，並提供ADC抗混疊保護—— ADC採樣頻率周圍頻段中的ADC輸入訊號不受數位濾波器保護，必須由類比低通濾波器(LPF)進行衰減。20Vpp LPF驅動器一般用於工業、科技和醫療(ISM)設備中，該設備必須使用具有更低滿量程輸入的高速ADC對傳統的20Vpp訊號範圍進行數位化處理。
透過驅動ADC實現最佳化的混合訊號性能，這是一大設計挑戰。圖1所示為標準的驅動器ADC電路。在ADC採集期間，採樣電容將反沖RC濾波器中指數衰減的電壓和電流。混合訊號ADC驅動器電路的最佳性能受到多個變數影響。驅動器的建立時間、RC濾波器的時間常數、驅動阻抗，以及ADC採樣電容的反沖電流在採樣時間內相互作用，導致產生採樣誤差。採樣誤差隨著ADC位元數、輸入頻率和採樣頻率的增大而增大。
圖1：標準ADC驅動器和RC濾波器。
標準ADC驅動器具有大量實驗數據樣本，可用於可靠的設計流程。但缺乏實驗數據來引導進行驅動ADC的低通濾波器設計。本文介紹整合類比低通濾波、訊號壓縮和ADC驅動器的LPF驅動器電路(參見圖2)。
表1列出了圖2所示電路的性能變數。下方的實驗室數據和分析目的在引導說明，提供圖2所示的電路的時間和頻率響應限值。
圖2：LPF驅動器和ADC電路。
表1：圖2所示電路的性能變數。
實驗室數據和分析
訊號雜訊(SNR)和總諧波失真(THD)是衡量系統動態性能的兩個重要參數。能否實現最佳性能，取決於ADC和訊號處理級的組合，在本文中，後者包括三階低通濾波器和單端至差分轉換器。圖2所示的LPF驅動器電路的–3dB頻寬和建立時間會有所不同，有關SNR和THD的測量值，請參見表2至表5。本文將會探討受測變數和這些變數對系統性能的影響。
低通濾波器–3dB頻寬
比較訊號頻寬為1MHz與2MHz和0.5MHz時系統的性能。當–3dB點分別為558kHz、1MHz、和2.3MHz，其性能如表2所示。將截止頻率降低至558kHz，LPF雜訊頻寬隨之降低，但SNR提高。將截止頻率增大至1MHz或2.3MHz，LPF驅動器建立時間縮短，THD降低。
表2：R = 750Ω時三種截止頻率對應的LPF驅動器性能。
更改圖2所示的R或C可以更改截止頻率。使用C電容來設定截止頻率時，LPF驅動器THD更低；R電阻值降低，有助於略微改善SNR；如表3所示。
表3：R = 412 Ω時三種截止頻率對應的LPF驅動器性能。
設定RQ電阻(圖2)
LPF的RQ電阻可設定時間回應。RQ越高，過沖越大，建立時間越長。RQ越低，過沖越小，建立時間越短。圖3顯示使用150Ω和75Ω RQ電阻時對應的LPF瞬態響應。我們測試了使用不同的RQ時LPF驅動器的性能，測試結果如表4所示。
圖3：不同的RQ值對應的過沖和建立時間。
表4：不同的RQ值對應的LPF驅動器性能。
根據實際測量得出的資料，使用75Ω和150Ω RQ對SNR和THD性能沒有明顯影響，只是影響過沖和建立時間的一個因素。
ADC採樣速率
表5中的數據顯示，如果使用LTC2387-18，在10MSPS時系統的THD性能低於15MSPS時(在10MSPS時，圖2中的RC驅動器電容C3和C4的值為180pF)。
表5：採樣速率為10MSPS和15MSPS時的LPF驅動器性能。
RC濾波器
驅動器和ADC之間的RC濾波器用於限制頻寬，確保實現寬頻寬低雜訊，且實現更優的訊號雜訊。RC數值決定–3 dB截止頻率。降低R有時可能導致響鈴振盪和不穩定。增大R會增大採樣誤差。使用更低的C值，會導致更高的電荷反沖，但充電時間更快。使用更高的C值，可以降低電荷反沖，但充電時間會變慢。此外，設定RC值是確保在給定的採樣時間內獲取穩定樣本的關鍵。使用產品手冊的推薦值和 精密ADC驅動器工具 提供的建議值會是一個非常不錯的起點。
精密ADC驅動器工具為一款綜合工具，可協助預測在驅動器和ADC之間使用不同的RC值系統的性能。可使用此款工具檢查的參數包括電荷反沖、採樣誤差和採樣時間。
使用25Ω和180pF RC實現更低的–3dB截止頻率時，輸入訊號建立時間和電荷反沖會受到影響。要實現更低的–3dB截止頻率，並確保輸入訊號在採集時間內正確建立，我們可能需要使用更低的採樣速率。根據 LTC2387-18產品手冊，採樣時間通常是週期時間減去39ns。在15MSPS使用LTC2387-18時，採樣時間為27.67ns，在10MSPS使用此元件時，採樣時間為61ns。
借助精密ADC驅動器工具，圖4a至4c匯總列出了使用不同的RC值時對應的反沖差值和RC時間常數(Tau)，以及採樣速率為10 MSPS和15 MSPS時的採樣時間。圖4a顯示LTC2387-18在15 MSPS採樣速率下，使用推薦RC值(25 Ω和82 pF)時的建立回應。圖4b顯示在C為180 pF時，得出的RC時間常數更高，這導致在15 MSPS採樣速率、27.6 ns採樣時間內輸入訊號無法建立。圖4c使用與圖4b相同的RC值(25 Ω和180 pF)，但在使用10 MSPS採樣速率、採樣時間增加至61 ns之後，訊號能夠建立。
圖4：使用不同採樣速率時的電荷反沖、RC_Tau、採樣時間：(a) 15MSPS採樣速率，LTC2387-18使用建議的RC值(25Ω和82pF)，(b) 15MSPS採樣速率，LTC2386-18使用建議的RC值(25 Ω和180pF)，(c) 10MSPS採樣速率，LTC2386-18使用建議的RC值(25 Ω和180pF)。
LPF驅動器電阻選擇
可透過更改R或C來實現LPF驅動器的–3dB截止頻率。電阻雜訊是系統總雜訊的組成部分。根據雜訊計算公式，從理論上來說，降低電阻值可以降低電阻雜訊。為了進行驗證，我們嘗試了兩個不同的電阻值作為LPF驅動器R，分別是750Ω和412Ω。從理論來說，R更低時得出的SNR應該更佳，但從實際獲得的數據來看，如表2和表3所示，SNR並無很大改善，相反，這會對THD性能產生更大影響。
LPF電阻(圖1中的R)越低，放大器所需的電流越大。使用更低的電阻值時，運算放大器的輸出電流高於最大線性驅動電流。
放大器驅動器選擇
在選擇要使用的ADC驅動器時，實現元件最佳性能所對應的規格非常重要。我們使用兩個ADC驅動器來收集數據，分別是 ADA4899-1 和 LTC6228。這些ADC驅動器非常適合用於驅動LTC2387-18，後者用於進行實驗室測量。在選擇ADC驅動器時考慮的一些規格包括頻寬、電壓雜訊、諧波失真和電流驅動能力。根據已完成的測試，從THD和SNR這兩個方面來看，ADA4899-1和LTC6228的性能差異可以忽略。
LPF設計和應用指南
圖5顯示LPF電路。5個相同電阻(R1至R5)、1個用於調節LPF時間回應的電阻(RQ)、2個相同的接地電容(C1和C2)，以及1個數值為接地電容1/10的回饋電容(C3)，這些元件構成了LPF被動元件(1%電阻和±5%電容)。
圖5：LPF電路。
簡單的LPF設計流程(註1)
R1至R5 = R，C1和C2 = C。 要儘量降低失真，電阻R1至R5的值必須在600Ω至750Ω範圍內。
- 設定R = 750Ω
- C = 1.5E9/f3dB(最接近標準的5%電容pF)，f3dB為LPF –3dB頻率(註2)
- 例如：如果f3 dB為1 MHz，那麼C = (1.5E9)/(1E6) = 1500 pF
- C3 = C/10
- RQ = R/5或R/10(註3和4)
註1：簡單的濾波器設計只需要一個計算器，無需使用非線性s域公式。 註2：如果R = 619Ω，那麼C = 1.8E9/f3 dB，f3dB為LPF –3dB頻率。 註3：RQ = R/5，用於實現最大阻帶衰減，RQ = R/10，用於實現低過沖和快速建立時間。 採用RQ/5和RQ/10時，在10× f–3dB時，阻帶衰減分別為–70dB和–62dB。 註4：如果RQ = R/10，–3dB頻率比RQ = R/5時低7%，也就是說，R1至R5等於RQ/5時R的0.93。 註5：LPF驅動器差分輸出至ADC輸入的PCB線路距離為1''或更低。 註6：LPF運算放大器的VCC和VEE分別為6V和–1V，輸出線性電壓擺幅為0 V至4.098 V。
結論
根據表2至表5的SNR和THD數據，我們可以瞭解圖2所示電路的性能。透過增大電容來降低LPF頻寬，這會增大SNR (降低LPF雜訊頻寬)。LPF頻寬越低，失真程度越高(因為LPF建立時間比實現最低採樣誤差所需的時間長)。此外，如果LPF電阻值太低，THD會隨之降低，因為LPF運算放大器需要驅動回饋電阻和反相運算放大器輸入電阻(運算放大器輸出電流更高時，失真程度降低)。
LTC2387-18 ADC採用10 MSPS採樣頻率時，LPF通帶必須為1 MHz或高於1 MHz以盡可能降低THD。將LPF設定為1 MHz，是對SNR、THD和足量ADC混疊抑制的任意妥協。
本文作者： Frances De La Rama，ADI資深應用工程師 Philip Karantzalis，產品應用工程師 主要顧問： Guy Hoover和Clarence Mayott，混合訊號部門的資深應用工程師 Anne Mahaffey，精密ADC驅動器工具設計師
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