寄生峰值：造成反饋迴路不穩定的寄生反饋路徑
作者 : John Dunn，EDN專欄作者
即使是最優秀的工程師，也可能深受不易察覺的電子作用之害，尤其是「寄生反饋路徑」對原本穩定的反饋迴路造成破壞時…
我一直堅信電子比人更加聰明。即使是最優秀的工程師，也可能深受不易察覺的電子作用之害，尤其是存在「寄生反饋路徑」(sneak feedback path)對原本穩定的反饋迴路造成破壞而必須找到問題所在的時候。本文以一個案例研究來看這個問題。
我手邊有一種多輸出直流(DC)電源，其設計偶爾會出現迴路不穩定，目前正著手找出原因，進而尋求補救措施。我因此設置了一個注入訊號，稱為“E-test”，如圖1所示。這樣一來，只要檢查與E1相關的E2，就可以查看反饋迴路的增益和相位屬性。
圖1：E-test的基本迴路增益測試計畫。
設計中有一個電流絕緣隔離層，因此測試設置如圖2所示。
圖2：更詳細的迴路增益測試計畫。
我們現在看看隔離電路是如何配置的(圖3)。
圖3：交替動作的箝位隔離電路。
由於在驅動變壓器次級中心接頭存在DC電流源，透過變壓器初級上的兩個二極體引起交替箝位動作，訊號輸入電壓E (左側)轉換為訊號輸出電壓E (右側)。由於兩個NPN電晶體的Vcesat和四個二極體的正向壓降，我們會損失一些電平，但卻能非常接近地實現從輸入到輸出的線性傳遞函數。更詳細的電路如圖4所示。
圖4：比圖3更詳細的交替動作箝位隔離電路。
請注意1N4623穩壓二極體上的8V電源。稍後我們將返回考慮這兩個部份的性質。
圖5所示的一對曲線顯示了隔離電路的輸出和隨後的PWM控制訊號輸出與隔離電路的輸入之間關係。為了實現反饋迴路控制，這就是我們所需要的。
圖5：隔離電路的線性度。
雖然現在已經被新的型號取代了，但是這台在惠普(HP)時代——現隸屬於是德科技(Keysight Technologies)開發的4395A網路分析儀仍可用於迴路測試(圖6)。
圖6：左側是用於E-test的HP 4395A網路分析儀，右側則繪出如何將其連接到待測單元(UUT)。
4395A網路分析儀透過圖7所示的1:1介面變壓器連接到UUT。同軸電纜的編織層用作測試變壓器的初級，而電纜的中心導體則用作測試變壓器的次級。兩個100Ω電阻為分析儀的射頻(RF)輸出提供近50Ω負載，而100Ω和10Ω兩個電阻則形成了一個非常小的E-test，以便在執行測試時使電源的工作狀態盡可能接近正常。
圖7：測試變壓器及其與HP 4395A網路分析儀的連接。
我們在E-test的不同激勵程度下進行了迴路增益測試，結果讓我們大吃一驚。
由於來自分析儀的測試訊號電平從0dBm下降到-12dBm，因此得到了不同的測試結果(圖8)。
圖8：在網路分析儀的激勵為(a)0dBm、(b)-3dBm、(c)-6dBm、(d)-9dBm、(e)-10dBm和(f)-12dBm的情況下所看到的迴路增益。
當網路分析儀的輸出電平被設置為0dBm時，迴路增益滾降特性起初看起來不錯，但隨著激勵電平的改變，滾降特性發生了巨大變化。
結果發現罪魁禍首如圖9所示。
圖9：寄生反饋路徑。
8V的電源來自PWM動作所控制的同一個逆變器，因此導致了如圖9所示的寄生反饋路徑。穩壓二極體的導通電阻促進了這條路徑，而且，在我看來，Rzener相對於測試激勵的變化導致了奇怪的測試結果。
可以將穩壓二極體替換為主動IC，如圖10所示。
圖10：消除寄生反饋路徑。
透過使用具有極低動態電阻的LM136並改變一個電阻，可以恢復PNP電晶體的Q點，以消除寄生反饋路徑。
測試結果如圖11所示。
圖11：去除了寄生路徑的迴路增益和迴路相位。
隨著寄生反饋路徑的中斷，在所有測試驅動電平的情況下，增益相位結果都很好並且彼此相似。
我們錯誤地假設電源是一個線性系統。由於穩壓二極體的行為，電源實際上是一個非線性系統。
從頭開始，我們可以說，在進行迴路增益和迴路相位測試時應始終在不同的激勵電平下運行，從而查看測試結果是否在每個激勵電平下相互匹配。如果結果並非如此，那麼某個地方就存在非線性，這就可能會給我們或我們的終端用戶帶來麻煩。
(參考原文：Sneaky peak: sneaky feedback paths that de-stabilize an otherwise stable feedback loop，by John Dunn)
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