如何在高壓應用中利用反相降壓-升壓拓撲

作者 : Olivier Guillemant,ADI核心應用工程師

使用簡化的工作週期方程式來繪製線圈電流漣波與電路輸入電壓(轉換為輸出電壓)之間的關係,然後使用LTspice驗證結果。

問題:如何輕鬆為高壓反相降壓升壓拓撲選擇合適的線圈?

答案:使用簡化的工作週期方程式來繪製線圈電流漣波與電路輸入電壓(轉換為輸出電壓)之間的關係,然後使用LTspice驗證結果。

對於需要產生負電壓軌的應用,可以考慮多種拓撲結構,如「產生負電壓的藝術」一文所述。但是,如果輸入And/or輸出端的絕對電壓超過24V,並且所需的輸出電流可以達到幾安培,則充電泵和LDO負壓穩壓器將會因其低電流能力被棄用,而其電磁元件的尺寸,會導致反馳式和Ćuk轉換器解決方案變得相當複雜。

因此,在此種條件下,「反相降壓-升壓拓撲」(Inverting Buck-Boost Topology)能在高效率和精巧尺寸之間達成較好的折衷效果。

但是,要實現這些優勢,必須充份瞭解高壓條件下反相降壓-升壓拓撲的工作原理。在深入研究這些細節之前,我們首先簡要回顧一下反相降壓-升壓拓撲。然後,比較反相降壓-升壓拓撲、降壓拓撲和升壓拓撲的關鍵電流路徑。

三種基本的非隔離拓撲

反相降壓-升壓拓撲屬於三種基本的非隔離開關拓撲。這些拓撲結構都包括一個控制電晶體(通常是一個MOSFET)、一個二極體(可能是蕭特基二極體或主動二極體,即同步MOSFET),以及一個作為儲能元件的功率電感。此三個元件之間的共同連接稱為開關節點。功率電感相對於開關節點的位置決定拓撲結構。

如果線圈位於開關節點和輸出之間,將構成DC-DC降壓轉換器,我們在文後將其簡稱為降壓轉換器。或者,如果線圈位於輸入和開關節點之間,將構成DC-DC升壓轉換器,簡稱為升壓轉換器。最後,如果線圈位於開關節點和接地(GND)之間,則構成DC-DC反相降壓-升壓轉換器。

在每個開關週期,甚至在連續導通模式(CCM)下,所有三種拓撲包含的元件和PCB佈線的電流會快速變化,導致1c、2c和3c突顯的雜訊轉移。盡可能設計較小的熱迴路,以降低電路輻射的電磁干擾(EMI)。這裡需要提醒大家的是,熱迴路並非一定是電流迴圈流動的實體迴路。實際上,在123突顯的各個迴路中,由紅色和藍色突顯的元件和線路構成熱迴路,其電流急劇轉換並不會發生在相同方向。

Figure 1. Components and tracks belonging to the hot loop—buck converter operating in CCM.

1:屬於熱迴路的組件和線路——CCM下運行的降壓轉換器。

Figure 2. Components and tracks belonging to the hot loop—boost converter operating in CCM.

2:屬於熱迴路的組件和線路——CCM下運行的升壓轉換器。

Figure 3. Components and tracks belonging to the hot loop—inverting buck-boost operating in CCM.

3:屬於熱迴路的組件和線路——CCM下運行的反相降壓升壓轉換器。

對於3所示CCM下運行的反相降壓-升壓轉換器,熱迴路由CINC、Q1和D1構成。相較於降壓和升壓拓撲中的熱迴路,反相降壓-升壓拓撲的熱迴路包含位於輸入和輸出端的元件。在這些元件中,當控制MOSFET開啟時,二極體(或者,如果使用同步MOSFET,則為體二極體)的反相恢復會產生最高的di/dt和EMI。由於需要全面的佈局概念來考慮控制此兩個方面的輻射EMI,所以您肯定不希望透過低估在高輸入And/or輸出電壓條件下所需的反相降壓-升壓電感,透過過大的線圈電流漣波產生額外的輻射EMI。對於依賴自己所熟悉的升壓拓撲來確定反相降壓-升壓電路電感的工程師來說,其會面臨如此風險,我們可以透過比較此兩種拓撲看清這一點。

高壓反相降壓升壓拓撲的設計考量

升壓拓撲和反相降壓-升壓拓撲產生的絕對輸出電壓的幅度要高於輸入電壓。但是,此兩種拓撲之間存在差異,可以透過CCM中各自的工作週期(在公式1和公式2中提供)突顯。請注意,這些都是一階近似值,其未考慮透過蕭特基二極體和功率MOSFET時產生的壓降等影響。

Equation 1
Equation 2

4左側顯示的是在VIN = 12V時,這些工作週期變化的一階近似值與|VOUT|的關係。此外,假設在這兩種情況下,電源線圈的切換頻率(fSW)為1MHz,電感為1µH,則線圈電流漣波變化與VOUT的關係如4右側所示。

Figure 4. Duty cycle and coil current ripple vs. |VOUT| at VIN = 12 V for inverting buck-boost and boost.

4:反相降壓升壓和升壓轉換器中,VIN = 12V時工作週期和線圈電流漣波與|VOUT|的關係。

4可以看出,與升壓拓撲相比,|VOUT|更低時,反相降壓-升壓拓撲的工作週期將會超過50%:分別為12V和24V。大家可以參考5加深理解。

在升壓拓撲中,電感位於輸入和輸出之間的路徑中。因此,通過功率電感(VL)的電壓會併入VIN,以提供所需的VOUT。但是,在反相降壓-升壓拓撲中,輸出電壓由VL提供。在如此情況下,功率電感必須為輸出端提供更多電能,這就是|VOUT|更低時,工作週期卻已達到50%的原因。

Figure 5. Impact of the coil positioning on the obtained output voltage.

5:線圈位置對獲得輸出電壓的影響。

我們可以換種說法來表述,當|VOUT|/VIN比下降時,反相降壓-升壓拓撲的工作週期降低速度要比升壓拓撲慢。這是設計期間要考慮的一個重要事實,大家可以參考6以更能瞭解其影響,其中已重繪工作週期和線圈電流漣波的一階近似值,但是是工作週期與VIN之間的曲線。

Figure 6. Duty cycle and coil current ripple vs. VIN at |VOUT| = 48 V for inverting buck-boost and boost.

6:反相降壓升壓和升壓轉換器中,|VOUT| = 48V時工作週期和線圈電流漣波與VIN的關係。

6所示,線圈電流漣波(ΔIL)與VIN和D成正比。在升壓拓撲中,當VIN高於VOUT的一半時,工作週期下降的速度快於VIN升高的速度,從VIN = 24V時的50%下降到VIN = 42V時的25%,如6左側圖中的藍色曲線所示。因此,對於6右側圖所示的升壓拓撲,在VIN高於24V時,ΔIL會快速降低。

但是,對於反相降壓-升壓拓撲,如之前4所示,當|VOUT|/VIN下降時,或者說,VIN增大,以提供固定的|VOUT|時,D非常緩慢地下降。6左側圖中的綠色曲線顯示了這一點,當VIN升高62.5%,從48V升高到78V時,工作週期僅損失25%。由於D的下降不能抵消VIN的升高,線圈電流漣波會隨VIN升高而大幅增加,如6右側圖中的綠色曲線所示。

總體來說,相較於升壓拓撲,反相降壓-升壓拓撲在高壓條件下具有更高的線圈電流漣波,所以,在相同的fSW下,反相降壓-升壓拓撲需要更高的線圈值。我們可以借助7,根據具體情況運用這一知識,當然,也是基於一階近似值。

Figure 7. Duty cycle and coil current ripple vs. VIN at VOUT = –12 V and –150 V for inverting buck-boost.

7:反相降壓升壓轉換器中,VOUT = –12V–150V時工作週期和線圈電流漣波與VIN的關係。

具有寬廣輸入電壓範圍和高輸出電流的應用

我們考慮一下VIN = 7V至72V,VOUT = –12V,電流為5A的應用。在這個高輸出電流下,我們選擇使用同步控制器(LTC3896)來實現高效率。

選擇電感

在CCM中使用LTC3896時,建議將ΔIL保持在IOUT,MAX(例如,為5A時)的30%和70%之間。因此,我們在設計時,希望在整個輸入電壓範圍內,ΔIL保持在1.5A和3.5A之間。此外,保持在這個推薦的範圍內,也就是IOUT,MAX的30%和70%之間表示比率最多能達到2.33,即70%除以30%,也就是輸入電壓範圍內最高電流漣波與最低電流漣波之間的比率。如之前觀察到的結果,對於反相降壓-升壓拓撲這類ΔIL會隨VIN大幅變化的拓撲來說,這並不是一項簡單的任務。

參考7可以看出,當fSW = 1MHz,L = 1µH時,線圈電流漣波會在4.42A和10.29A之間變化,這個值太高了。要使最低ΔIL達到我們建議的下限1.5A或IOUT,MAX的30%,我們需要將現在的值4.42A降低三倍。我們可以將fSW設定為300kHz,選擇10µH電感,加上FREQ接腳上的47.5kΩ電阻來實現這一點。實際上,這會使ΔIL降低,(1µH × 1MHz)/(300kHz × 10µH) = 1/3。

由於此種降低,現在,在整個輸入電壓範圍內,線圈電流漣波(ΔIL)會在1.5A和3.4A之間(IOUT,MAX的30%和68%之間)變化。我們會獲得如8所示的電路。

Figure 8. LTC3896 circuit with VIN = 7 V to 72 V, VOUT- = –12 V and fSW = 300 kHz.

8LTC3896電路:VIN = 7V72VVOUT– = –12VfSW = 300kHz

使用LTspice驗證電感選擇

對於線圈電流漣波,我們可以使用LTspice來模擬相同的LTC3896電路,如9所示,以得出更準確的值。在10中,VIN = 7V和72V時,ΔIL分別等於約1.45A和3.5A,這與之前根據圖7以及降低fSW和L獲取的一階近似值一致。請注意,10所示的線圈電流在流向RSENSE時,被視為是正電流。

使用LTspice模擬還有一個好處,可以確定運行期間的峰值線圈電流,即在最低輸入電壓為7V時的電流。

Figure 9. LTC3896 circuit simulated with LTspice.

9:使用LTspice模擬的LTC3896電路。

Figure 10. Measuring ΔIL at VIN = 7 V and 72 V and extracting the peak coil current with the previous LTspice circuit.

10:測量VIN = 7V72VΔIL的值,使用之前的LTspice電路獲取峰值線圈電流。

10所示,應用的峰值線圈電流接近15.4A。獲得此值之後,可以選擇電流額定值足夠高的功率電感。

採用更高輸出電壓的設計

回到7,在VIN的範圍為12V至40V,VOUT = –150V這個假設情況下,其中也提供了電流漣波值。

要注意的第一點是,在相同的fSW和L下,要得出更高的VOUT,電流漣波會大幅增高。如此高的ΔIL往往不可取,因此,相較於之前的示例,我們需要降低更多倍數,這表示在相同的fSW下,採用更大的電感。

第二點是關於ΔIL在整個輸入電壓範圍內的變化。在之前的示例中,VOUT = –12V,從最低漣波到最高漣波,ΔIL只增加了約2.33倍,輸入電壓卻成長了超過10倍。在目前的示例中,VOUT = –150V,從最低電流漣波到最高電流漣波,ΔIL已經增大2.85倍,但輸入電壓只增大了3.33倍,從12V增大到40V。

還好,如此挑戰只存在於CCM情況下。在斷續導通模式(DCM)下,IOUT(MAX)的30%至70%此種限制不再適用。無論如何,在IOUT(MAX) = 5A時,要一步將VIN = 12V轉換為VOUT = –150V還是太過費力。在任何情況下,要進行這種電壓轉換時,需要的輸出電流一般很低,表示我們採用DCM模式。例如,LTC3863產品手冊最後一頁所示的電路就是如此,如11所示。

因為DC電流低,所以在這些情況下使用非同步控制器(例如LTC3863)就足以提供不錯的效率。關於在DCM下的此種LTC3863設計,LTspice提供的LTC3863電路是一個不錯的工具,可用於最佳化線圈選擇。

Figure 11. An LTC3863 circuit with VIN = 12 V to 40 V, VOUT- = –150 V and fSW = 320 kHz.

11LTC3863電路:VIN = 12V40VVOUT– = –150VfSW = 320kHz

結論

反相降壓-升壓拓撲的熱迴路包含位於輸入和輸出端的元件,所以其佈局難度要高於降壓拓撲和升壓拓撲。

雖然與升壓拓撲有些類似的地方,但在類似的應用條件下,反相降壓-升壓拓撲的電流漣波更高,這是因為線圈是其唯一的輸出來源(如果我們忽略輸出電容)。

對於具有高輸入And/or輸出電壓的反相降壓-升壓應用,線圈電流漣波可能更高。為了控制電流漣波,相較於升壓拓撲,反相降壓-升壓拓撲會使用更高的電感值。本文並透過實例展示了如何根據應用條件來快速調節電感。

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