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電動車DC快速充電：系統拓撲和功率元件

作者 : Didier Balocco，onsemi技術行銷工程師

本文介紹典型的電源轉換器拓撲結構以及用於DCFC的AC-DC和DC-DC的功率元件概況...

直流快速充電(DC Fast charging；DCFC)在消除電動車(EV)導入障礙方面的作用是顯而易見的。對於更短充電時間的需求正推動400千瓦的高功率電動車快充進入市場。本文介紹典型的電源轉換器拓撲結構以及用於DCFC的AC-DC和DC-DC的功率元件概況。

圖1：電動車直流快速充電架構。

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主動整流三相PFC升壓拓撲結構

三相功率因數校正(PFC)系統(也稱為主動整流或主動前端系統)正獲得越來越多的關注，近年來需求急劇增加。PFC拓撲結構對於高效地為DCFC供電至關重要。將碳化矽(SiC)功率半導體納入PFC拓撲結構有助於克服挑戰，減少功率損失並提高功率密度。

前端PFC升壓級可以用多種拓撲結構實現，而且幾種拓撲結構可以滿足相同的電力要求。圖2展示DCFC應用中常見的PFC架構，其間的一個首要區別是雙向性。T-中性點鉗制(T-NPC)和I-NPC拓撲結構透過用開關取代一些二極體而適合雙向操作。6個開關的結構是一個雙向的perse。

圖2：用於DCFC的典型PFC升壓拓撲結構.T-NPC(左上)、6開關(右上)和I-NPC(底部)。

另一個影響設計和功率元件額定電壓的重要因素是架構中的級數。6個開關的拓撲結構是一個2級架構，通常用900V或1200V的開關來實現快速直流電動車充電器。這裡SiC MOSFET-模組具有低RDS on (6-40mQ)區域的首選解決方案，特別是對於每塊15kW以上的高功率範圍。

這種整合表現出比離散解決方案更優越的功率性能，提高了能效、簡化了設計、減小了整個系統的尺寸，並最大化可靠性。T-中性點箝位(T-NPC)是一種3級拓撲結構，使用1200V整流器(以雙向形式用開關代替)，中性點路徑上有650V開關背對背。I-NPC是一個3級架構，可能完全用650V開關實現。650V SiC MOSFET或IGBT與共封裝二極體代表了這些3級拓撲結構的優秀替代方案。

圖3：F1-2 PACK SiC MOSFET半橋模組1200V，10mΩ。

DC-DC拓撲結構

在研究DC-DC轉換級時，主要採用了三種隔離拓撲結構：全橋LLC諧振轉換器(LLC轉換器)、全橋移相雙主動橋(DAB)零電壓過渡(ZVT)轉換器(DAB-ZVT轉換器)和全橋移相零電壓過渡轉換器(ZVT轉換器)(圖4、5和6)。

全橋LLC諧振

LLC轉換器在初級端實現了零電壓開關(ZVS)，同時在諧振頻率及以下——在次級端實現了零電流開關(ZCS)從而在諧振頻率附近產生了非常高的峰值效率。作為一個純粹的頻率調變(FM)系統，當系統工作點偏離諧振頻率時，這可能是需要寬輸出電壓操作時的情況，LLC的能效就會下降。然而，先進的混合調變方案使今天的脈衝調變(PWM)與調頻相結合，限制了最大頻率失控和高損耗。不過，這些混合實現方式還是給已經有時很麻煩的LLC控制演算法增加了複雜性。

此外，並聯的LLC轉換器電流共用和同步也不是件容易的事。一般來說，當有可能在相對較小的電壓範圍內工作時，和/或當具備實施結合調頻和PWM的先進控制策略的開發技能時，LLC是一種難以超越的設計。它不僅可以提供最高的能效，而且從各個角度看都是一個非常全面的解決方案。LLC可以作為CLLC以雙向形式實現，這是另一種複雜的拓撲結構。

圖4：全橋LLC轉換器。

DAB-ZVT轉換器

帶有次級同步整流拓撲結構的DAB-ZVT轉換器也非常典型。這些都是用PWM工作，一般來說，需要比LLC轉換器更簡單的控制。DAB可以被認為是傳統的全橋移相ZVT轉換器的演變，但漏電感器在初級端，這簡化了繁瑣的次級端整流，減少了二次開關或二極體的必要額定擊穿電壓。由於實現了ZVT，這些轉換器可以在很寬的輸出電壓範圍內提供穩定的高能效。這對於支援800V和400V電池電壓水準的充電器來說是個方便的因素。DAB的PWM工作帶來了好處。首先，它傾向於使轉換器的電磁干擾(EMI)頻譜比調頻系統中的更緊密。此外，用固定的開關頻率，系統在低負載時的行為更容易解決。通過同步整流，DAB是一種雙向的原生拓撲結構，是快速電動汽車充電器的最通用的替代方案和合適的解決方案之一。

圖5：全橋移相式DAB ZVT轉換器。

全橋移相ZVT轉換器

對於單向操作，傳統的全橋移相ZVT (圖6)仍然是一個可用的選擇，但滲透率越來越低。這種拓撲結構的工作與DAB類似，但位於次級端的電感器在整流中帶來一個顯著的差異。電感器在二極體上設置了高的反向電壓，這將與佔空比成正比和反比，因此，根據工作條件，二極體上的反向電壓可能超過輸出電壓的兩到三倍。這種情況在高輸出電壓的系統中(如電動車充電器)可能具有挑戰性，通常多個次級繞組(具有較低的輸出電壓)被串聯起來。這樣的配置並不那麼方便，特別是如果考慮到功率和電壓的額定值，不同的拓撲結構含單一輸出將提供相同或更好的性能。

SiC-模組代表了上述DC-DC電源轉換級中全橋的一個非常合適和常見的解決方案，功率高於15kW。更高的頻率有助於縮小變壓器和電感器的尺寸，從而縮小整個解決方案的外形尺寸。

圖6：全橋移相ZVT轉換器。

拓撲結構的變體

所討論的拓撲結構存在多種變體，帶來額外的優勢和折衷。圖6顯示用於快速電動車充電的全橋LLC轉換器的一個常見替代方案。在移相中，開關在輸入電壓的一半以下，並使用600V和650V的斷電電壓元件。650V SiC MOSFET、650V SuperFET 3快速恢復(FR) MOSFET和650V FS4 IGBT將有助於解決不同的系統要求。同樣地，用於初極端的二極體和整流器需要650V的阻斷電壓等級。這些3級架構允許單極開關，這有助於減少峰值電流和電流紋波，這將導致用更小的變壓器。這種拓撲結構的主要缺點之一是，與具有較少電源開關的2級版本相比，控制演算法需要額外的複雜程度。雙主動橋以及雙主動橋可以很容易地在初級端和次級端並聯或堆疊，以最配合快速電動汽車充電器的電流和電壓需求。

圖7：3-級全橋LLC轉換器-這種變體在初級端堆疊(只有一半的輸入電壓應用於每個變壓器)，在次級端並聯。

次級端整流

次級端整流可以有多種解決方案，而且都可以使用不同的拓撲結構。對於400V和800V的電池級和全橋整流，650V和1200V的SiC蕭特基二極體通常是獨特的性價比解決方案。由於其零反向恢復特性，與矽基替代品相比，這些元件大大增強了整流性能和能效，大大降低了損耗和整流級的複雜性。矽基二極體，如Hyperfast、UltraFast和Stealth，可以作為成本非常有限的項目的替代品，但要犧牲性能和增加複雜性。

採用中心接頭整流的解決方案(圖6)對於高電壓輸出整流級來說並不方便。與全橋整流不同的是，在全橋整流中，二極體的標準反向電壓等於輸出電壓，而在中心接頭配置中，二極體要承受這個數值的兩倍。常規的全橋移相轉換器(電感在次級端)，正如所解釋的那樣，在兩種整流方法(全橋或中心接頭整流)中都需要更高的擊穿電壓二極體。為了克服常規全橋移相轉換器對1200V或1700V額定二極體的需求，幾個輸出將被串聯起來。