以自發熱Darlington Pair建構氣流感測器

作者 : Stephen Woodward,EDN特約作者

自1953年由Sidney Darlington發明以來,達靈頓對(Darlington Pair)一直是普遍的拓撲結構,因為其兩個電晶體的級聯電流增益相乘提供了優勢...

在可用於氣流偵測的眾多方法中,自發熱流量感測器簡單、便宜、堅固而又靈敏。它們依賴於被加熱感測器的空氣速度(AF)和熱阻抗(ZT=℃/W)之間的關係,如下的經驗熱阻抗公式所示,針對採用傳統TO-92封裝的自發熱2N4401電晶體,以量化公式為其接面溫度上升、功耗和氣流速度間的關係加以關聯:

ZT = ZJ + 1/(SC + KT √AF )

其中:ZJ = 接面到外殼的熱阻抗 = 44℃/W;

SC = 靜止空氣下外殼到環境的電導率 = 6.4mW/℃;
KT = 「金氏定律」(king’s Law)熱擴散常數 = 0.75mW/℃√fpm;
AF = 以ft/min為單位的空氣流量。

透過上述公式預測的接面溫度及其與氣流間的關係,1顯示在電晶體功耗為320mW、氣流速度從零(停滯空氣)到1000fpm (約11mph)的情況。請注意,即使對於非常慢的空氣速度,靈敏度也很好,例如所示的50fpm (約1/2mph)點。

1TO92接面溫度上升與空氣速度的關係。

2顯示如何利用通常被認為是經典達靈頓(Darlington)拓撲「缺點」之一作為優勢,將1中的數學關係轉換為實際電路。

2:流量感測器電路。

Q1充當1自發熱感測器的作用,其溫度係數以-1.5mV/℃將接面溫度轉換為電壓。LM10 200mV基準電壓A1將Q1電流調節至0.2V/R3=67mA,從而將Q1的功率耗散調節至恒定的67mA×4.8V=320mW。如1所示,由此產生的接面溫度增量提供了氣流速度讀數,因為它從0fpm時的64℃下降到了1000fpm時的25℃,並且由於Q1的Vbe溫度係數,接面電壓相應升高,從0fpm時的0.654V升高到1000fpm時的0.713V。

當然,這些數字與環境溫度有關,因此它們的準確解釋取決於對環境變化的準確補償。這就是Darlington連接及其「缺點」的來源。

自1953年由Sidney Darlington發明以來,達靈頓對(Darlington Pair)一直是普遍的拓撲結構,因為其兩個電晶體的級聯電流增益相乘提供了優勢。同時,Darlington Pair還有一個通常被認為是其缺點的是其「導通電壓」(on voltage)—例如Vbe會不可避免地加在一起。相形之下,本設計實例將此壞事變成了好事。

Vbe1和Vbe2都包含有與自發熱(對氣流速度敏感)和環境溫度(對氣流速度不敏感)成比例的溫度相關成份。但是,由於Q2的功耗非常小(約1mW),其相應的自發熱要遠小於1℃,因此可以安全地將其忽略,使得Vbe2準確地僅取決於環境溫度而不是氣流速度。

因此,Q2基極的訊號是R1-R2分壓器輸入到比較器A2的參考訊號,它會追蹤並消除環境溫度變化對Q1的影響。R1/R2之比可適應Q2相對於Q1 -1.5mV/℃溫度係數較高的-2mV/℃溫度係數(這是由於Darlington電流增益和Q2隨之而來的150倍較低的集電極電流),這使得A2的差分比較獨立於環境溫度而僅受氣流速度影響。

請注意,在高達70℃的環境溫度下,即使在零氣流下,Q1的淨接面溫度(溫升+環境溫度)仍低於2N4401的最大額定溫度150℃。

偏置電阻器R4提供了電壓偏移,因此抵消了Q2較低的Vbe並設置了氣流閾值設定點。所示的220kΩ電阻值設置了50fpm的設定點,但只需更改R4即可選擇不同的流速——R4越高,流量設定值越高。

2中基於Darlington Pair的電路穩且節能。其總功耗小於400mW。

(參考原文:Self-heated Darlington transistor pair comprises new air flow sensor,by Stephen Woodward)

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