如何選擇參考電壓源?

作者 : Brendan Whelan,ADI 工程師

對系統設計人員而言,問題不在於是否需要參考電壓源,而是使用何種參考電壓源?

為何需要參考電壓源?

這是一個類比世界。無論汽車、微波爐還是手機,所有電子裝置都必須以某種方式與「現實」世界通訊。為此,電子裝置必須能夠將現實世界的測量結果(速度、壓力、長度、溫度)映射到電子世界中的可測的量(電壓)。當然,要測量電壓,您需要一個衡量標準。該標準就是「參考電壓」(Voltage Reference)。對系統設計人員而言,問題不在於是否需要參考電壓源,而是使用何種參考電壓源?

參考電壓源只是一個電路或電路元件,只要電路需要,它就能提供已知電位。這可能是幾分鐘、幾小時或幾年。如果產品需要採集現實世界的相關資訊,例如電池電壓或電流、功耗、訊號大小或特性、故障識別等,那麼必須將相關訊號與一個標準進行比較。每個比較器、ADC、DAC或檢測電路必須有一個參考電壓源才能完成上述工作 ( 1)。將目標訊號與已知值進行比較,可以準確量化任何訊號。

Figure 1

1ADC 的參考電壓源的典型用法。

參考電壓源規格

參考電壓源有很多形式並提供不同的特性,但歸根究底,精度和穩定性是參考電壓源最重要的特性,因為其主要作用是提供一個已知輸出電壓。相對於該已知值的變化是誤差。參考電壓源規格通常使用下述定義來預測其在某些條件下的不確定性。

初始精度

在給定溫度(通常為25℃)下測得的輸出電壓的變化。雖然不同元件的初始輸出電壓可能不同,但如果其對於給定元件是恆定的,那麼很容易將其校準。

溫度漂移

該規格是參考電壓源性能評估使用最廣泛的規格,因為其顯示輸出電壓隨溫度的變化。溫度漂移是由電路元件的缺陷和非線性引起的,因此常常是非線性的。

對於許多元件,溫度漂移 TC (以 ppm/℃ 為單位) 是主要誤差源。對於具有一致漂移的元件,校準是可行的。關於溫度漂移的一個常見誤解是認為它是線性的。這導致了諸如「元件在較小溫度範圍內的漂移量會較少」之類的觀點,然而事實常常相反。TC一般用「黑盒法」指定,以便讓人瞭解整個工作溫度範圍內的可能誤差。它是一個計算值,僅基於電壓的最小值和最大值,並不考慮這些極值發生的溫度。

對於在指定溫度範圍內具有良好線性度的參考電壓源,或者對於那些未經仔細調整的參考電壓源,可以認為最差情況誤差與溫度範圍成比例。這是因為最大和最小輸出電壓極有可能是在最大和最小工作溫度下得到的。然而,對於經過仔細調整的參考電壓源(通常透過其非常低的溫度漂移來判定),其非線性特性可能佔主導地位。

例如,指定為100ppm/℃的參考電壓源傾向於在任何溫度範圍內都有相當好的線性度,因為元件不匹配引起的漂移完全掩蓋了其固有非線性。相反,指定為 5ppm/℃ 的參考電壓源,其溫度漂移將以非線性為主。

這在2所示的輸出電壓與溫度特性的關係中很容易看出。注意,其中表示了兩種可能的溫度特性。未補償的能隙參考電壓源表現為抛物線,最小值在溫度極值處,最大值在中間。此處所示的溫度補償能隙參考電壓源(如LT1019)表現為“S”形曲線,其最大斜率接近溫度範圍的中心。在後一種情況下,非線性加劇,從而降低了溫度範圍內的總體不確定性。

Figure 2

2:參考電壓源溫度特性。

溫度漂移規格的最佳用途是計算指定溫度範圍內的最大總誤差。除非能明確理解溫度漂移特性,否則一般不建議計算未指定溫度範圍內的誤差。

長期穩定性

該規格衡量參考電壓隨時間變化的趨勢,與其他變數無關。初始偏移主要由機械應力的變化引起,後者通常來源於引線框架、晶片和模塑化合物的膨脹率的差異。這種應力效應往往具有很大的初始偏移,爾後隨著時間推移,偏移會迅速減少。初始漂移還包含電路元件電氣特性的變化,其中包括元件特性在原子水準上的建立。更長期的偏移是由電路元件的電氣變化引起的,常常稱之為「老化」。相較於初始漂移,此種漂移傾向於以較低速率發生,並且會隨著時間推移變化速率會進一步降低。因此,其常用「漂移/√khr」來表示。在較高溫度下,參考電壓源的老化速度往往也更快。

這一項規格常常被忽視,但它也可能成為主要誤差源。其本質上是機械性的,是熱迴圈導致晶片應力改變的結果。經過很大的溫度迴圈之後,在給定溫度下可以觀察到遲滯,其表現為輸出電壓的變化。其與溫度係數和時間漂移無關,會降低初始電壓校準的有效性。

在隨後的溫度迴圈期間,大多數參考電壓源傾向於在標稱輸出電壓附近變化,因此熱遲滯通常以可預測的最大值為限。每家製造商都有自己指定此參數的方法,因此典型值可能產生誤導。估算輸出電壓誤差時,產品手冊(如 LT1790 和 LTC6652)中提供的分佈資料會更有用。

其他規格

根據應用要求,其他可能重要的規格包括:

  • 電壓雜訊
  • 線性調整率/PSRR
  • 負載調整率
  • 壓差
  • 電源電壓範圍
  • 電源電流

參考電壓源類型

參考電壓源主要有兩類:分流和串聯。

分流參考電壓源

分流參考電壓源是2端元件,通常設計為在指定電流範圍內工作。雖然大多數分流參考電壓源是能隙類型並提供多種電壓,但可以認為它們與齊納二極體型一樣易用,事實也確實如此。

最常見的電路是將參考電壓源的一個接腳連接到地,另一個接腳連接到電阻。電阻的另一個接腳連接到電阻。電阻的另一個接腳連接到電源。如此,其實質上變成一個三端電路。參考電壓源和電阻的公共端是輸出。電阻電壓源和電阻的公共端是輸出。電阻的選擇必須適當,使得在整個電源範圍和負載電流範圍內,透過參考電壓源的最小和最大電流都在額定範圍內。如果電源電壓和負載電流變化不大,這些參考電壓源很容易用於設計。如果其中之一或二者可能發生重大變化,通常會導致電路實際耗散功率比標準情況所需大更多。從這個意義上講,其可以被認為像A類放大器一樣運作。

分流參考電壓源的有點包括:設計簡單,封裝小,在寬電流和負載條件下具有良好的穩定性。此外,其很容易設計為負參考電壓源,並且可以配合非常高的電源電壓使用(因為外部電阻會分攤大部份電位),或配合非常低的電源電壓使用(因為輸出可以僅低於電源電壓幾毫伏)。ADI提供各種分流產品,典型分流電路如 3 所示。

Figure 3

 

3:分流參考電壓源。

串聯參考電壓源

串聯參考電壓源是三(或更多)端元件。其更像低壓差(LDO)穩壓器,因此其許多優點是相同的。最值得注意的是,其在很寬的電源電壓範圍內消耗相對固定的電源電流,並且只在負載需要時才傳導負載電流。這使其成為電源電壓或負載電流有較大變化的電路的理想選擇。其在負載電流非常大的電路中特別有用,因為參考電壓源和電源之間沒有串聯電阻。

在ADI提供的串聯產品中,LT1021和LT1019等產品可以用於分流或串聯參考電壓源。串聯參考電壓源電路如 4 所示。

Figure 4

4:串聯參考電壓源。

參考電壓源電路

有許多方法可以設計參考電壓源 IC。每種方法都有特定的優點和缺點。

基於齊納二極體的參考電壓源

深埋齊納型參考電壓源是一種相對簡單的設計。齊納(或雪崩)二極體具有可預測的反向電壓,該電壓具有相當好的溫度穩定性和非常好的時間穩定性。如果保持在較小溫度範圍內,這些二極體通常具有非常低的雜訊和非常好的時間穩定性,因此其適用於參考電壓變化必須盡可能小的應用。

相較於其他類型的參考電壓源電路,此種穩定性可歸因於元件數量和晶片面積相對較少,而且齊納元件的構造很精巧。然而,初始電壓和溫度漂移的變化相對較大,這很常見。可以增加電路來補償這些缺陷,或者提供一系列輸出電壓。分流和串聯參考電壓源均使用齊納二極體。

LT1021、LT1236和LT1027等元件使用內部電流源和放大器來調節齊納電壓和電流,以提高穩定性,並提供多種輸出電壓,如5V、7V和10V。這種附加電路使齊納二極體與很多應用電路相容性更好,但需要更大的電源餘裕,並可能引起額外的誤差。

另外,LM399 和 LTZ1000 使用內部加熱元件和附加電晶體來穩定齊納二極體的溫度漂移,實現溫度和時間穩定性的最佳組合。此外,這些基於齊納二極體的產品具有極低的雜訊,可提供最佳性能。LTZ1000 的溫度漂移為 0.05ppm/℃,長期穩定性為2µV/√kHr,噪音為 1.2µVP-P。 為了便於理解,以實驗室儀器為例,雜訊和溫度引起的 LTZ1000 參考電壓的總不確定性只有大約 1.7ppm,加上老化引起的每月不到 1ppm。

能隙參考電壓源

齊納二極體雖然可用於製作高性能參考電壓源,但缺乏彈性。具體而言,它需要7V以上的電源電壓,而且提供的輸出電壓相對較少。相較之下,能隙參考電壓源可以產生各種各樣的輸出電壓,電源餘裕非常小—通常小於100mV。能隙參考電壓源可設計用來提供非常精準的初始輸出電壓和很低的溫度漂移,無需耗時的應用中校準。

能隙操作基於雙極結型電晶體的基本特性。 5 所示為一個基本能隙參考電壓源—LT1004電路的簡化版本。可以看出,一對不匹配的雙極結型電晶體的VBE具有與溫度成正比的差異。這種差異可用來產生一個電流,其隨溫度線性上升。當透過電阻和電晶體驅動該電流時,如果其大小合適,電晶體的基極-發射極電壓隨溫度的變化會抵消電阻兩端的電壓變化。雖然此種抵消不是完全線性的,但可以透過附加電路進行補償,使溫度漂移非常低。

Figure 5

5:設計能隙電路提供理論上為零的溫度係數。

T基本能隙參考電壓源背後的數學原理很有意思,因為它將已知溫度係數與獨特的電阻率相結合,產生理論上溫度漂移為零的參考電壓。 5顯示了兩個電晶體,經調整後, Q10 的發射極面積為 Q11 的10倍,而Q12和Q13的集電極電流保持相等。這就在兩個電晶體的基極之間產生一個已知電壓:

Equation 1

其中,k 為玻爾茲曼常數,單位為 J/K(1.38 × 10-23),T 為開氏溫度 (273 + T (℃));q 為電子電荷,單位為庫侖(1.6×10-19)。在 25℃ 時, kT/q 的值為 25.7mV,正溫度係數為 86μV/℃。∆VBE 為此電壓乘以 ln(10) 或 2.3,25℃時 電壓約為 60mV,溫度係數為 0.2mV/℃。

將此電壓施加到基極之間連接的50k電阻,產生一個與溫度成比例的電流。該電流偏置二極體Q14,25℃時其電壓為575mV,溫度係數為-2.2mV/℃。電阻用於產生具有正溫度係數的壓降,其施加到Q14二極體電壓上,從而產生大約1.235V的參考電壓電位,理論上溫度係數為0mV/℃。這些壓降如5所示。電路的平衡提供偏置電流和輸出驅動。

ADI生產各種各樣的能隙參考電壓源,包括小型廉價精密串聯參考電壓源LT1460、超低功耗分流參考電壓源LT1389以及超高精度、低漂移參考電壓源LT1461和LTC6652。可用輸出電壓包括1.2V、1.25V、2.048V、2.5V、3.0V、3.3V、4.096V、4.5V、5V和10V。這些參考電壓可以在很寬廣範圍的電源和負載條件下提供,並且電壓和電流開銷極小。產品可能具有非常高的精度,例如 LT1461、LT1019、 LTC6652 和 LT1790;尺寸可能非常小,例如 LT1790 和 LT1460 (SOT23),或採用 2 mm× 2 mm D F N 封裝的 LT6660;或者功耗非常低,例如 LT1389,其功耗僅需 800nA。雖然齊納參考電壓源在雜訊和長期穩定性方面往往具有更好的性能,但新的能隙參考電壓源正在縮小差距,例如 LTC6652 的峰對峰值雜訊 (0.1Hz 至 10Hz) 為 2ppm。

分數能隙參考電壓源

這種參考電壓源基於雙極電晶體的溫度特性設計,但輸出電壓可以低至幾毫伏。其適用於超低電壓電路,特別是閾值必須小於常規能隙電壓 (約 1.2V) 的比較器應用。

6所示為LM10的核心電路,同正常能隙參考電壓源相似,其中結合了與溫度成正比和成反比的元件,以獲得恆定的200mV參考電壓。分數能隙參考電壓源通常使用∆VBE產生一個與溫度成正比的電流,使用VBE產生一個與溫度成反比的電流。二者以適當的比例在一個電阻元件中合併,以產生不隨溫度變化的電壓。電阻大小可以更改,從而改變參考電壓而不影響溫度特性。這與傳統能隙電路的不同之處在於,分數能隙電路合併電流,而統電路傾向於合併電壓,通常是基極-發射極電壓和具有相反 TC 的 I•R。

Figure 6

6200mV 參考電壓源電路。

像LM10電路這樣的分數能隙參考電壓源在某些情況下同樣是基於減法。LT6650具有400mV的此類參考電壓,並且配有一個放大器。因此,可以透過改變放大器的增益來改變參考電壓,並提供一個緩衝輸出。使用這種簡單電路可以產生低於電源電壓0.4V至幾毫伏的任何輸出電壓。LT6700(7)和LT6703是整合度更高的解決方案,其將400mV參考電壓源與比較器相結合,可用於電壓監控器或視窗比較器。400mV參考電壓源可以監控小輸入訊號,從而降低監控電路的複雜性;其還能監控採用非常低電源電壓工作的電路元件。如果閾值較大,可以增加一個簡單的電阻分壓器(圖8)。這些產品均採用小尺寸封裝(SOT23),功耗很低(低於 10μA),支援寬電源範圍 (1.4V 至 18V)。此外,LT6700 提供 2mm x 3mm DFN 封裝,LT6703 提供 2mm x 2mm DFN 封裝。

Figure 7

7LT6700 支援與低至 400mV 的閾值進行比較。

Figure 8

8:透過輸入電壓分壓來設定較高閾值。

選擇參考電壓源

瞭解所有這些選項之後,如何為應用選擇恰當的參考電壓源呢?以下是一些用來縮小選擇範圍的竅門:

  • 電源電壓是否非常高?選擇分流參考電壓源。
  • 電源電壓或負載電流的變化範圍是否很大?選擇串聯參考電壓源。
  • 是否需要高功效比?選擇串聯參考電壓源。.
  • 確定實際溫度範圍。對於各種溫度範圍,包括0℃至70℃、-40℃至85℃和-40℃至125℃,ADI提供規格和工作性能保證。
  • 精度要求應切合實際。瞭解應用所需的精度非常重要。這有助於確定關鍵規格。考慮到這一要求,將溫度漂移乘以指定溫度範圍,加上初始精度誤差、熱遲滯和預期產品壽命期間的長期漂移,減去任何將在出廠時校準或定期重新校準的項,便得到總體精度。對於要求最苛刻的應用,還可以增加雜訊、電壓調整率和負載調整率誤差。 例如,一個參考電壓源的初始精度誤差為0.1%(1000ppm),-40℃至85℃範圍內的溫度漂移為25ppm/℃,熱遲滯為200ppm,峰對峰值雜訊為2ppm,時間漂移為 50ppm/√kHr則在電路建成時總不確定性將超過 4300ppm。在電路通電後的前 1000小時,這種不確定性增加 50ppm。初始精度可以校準,從而將誤差降低至3300ppm + 50ppm • √(t/1000小時).
  • 實際電源範圍是什麼? 最大預期電源電壓是多少?是否存在參考電壓源IC必須承受的故障情況,例如電池電源切斷或熱插拔感應電源尖峰等?這可能會明顯減少可選擇的參考電壓源數量。
  • 參考電壓源的功耗可能是多少? 參考電壓源往往分為幾類: 大於 1mA,~500μA,<300μA,<50μA,<10μA,<1μA。
  • 負載電流有多大? 負載是否會消耗大量電流或產生參考電壓源必須吸收的電流?很多參考電壓源只能為負載提供很小電流, 很少參考電壓源能夠吸收大量電流。負載調整率規格可以有效說明這個問題。
  • 安裝空間有多少?參考電壓源的封裝多種多樣,包括金屬帽殼、塑膠封裝 (DIP、SOIC、SOT)和非常小的封裝,例如採用 2mm x 2mm DFN 的 LT6660。人們普遍認為,較大封裝的參考電壓源因機械應力引起的誤差要小於較小封裝的參考電壓源。雖然確有某些參考電壓源在使用較大封裝時性能更好,但有證據顯示,性能差異與封裝大小沒有直接關係。更有可能的是,由於採用較小封裝的產品使用的晶片較小,所以必須對性能進行某種取捨以適應晶片上的電路。通常,封裝的安裝方法對性能的影響比實際封裝還要大,密切注意安裝方法和位置可以大幅提升性能。此外,當 PCB 彎曲時,佔位面積較小的元件相較於佔位面積較大的元件,應力可能更小。

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