25kW SiC直流快充設計指南(VIII):熱管理

作者 : onsemi

本文描述如何利用熱管理技術和計算來設計散熱風扇的安裝和其控制系統,以及如何使用SiC功率模組內建NTC,以控制風扇自動為PFC和DC-DC部份降溫...

針對以安森美SiC功率模組為基礎和其他功率元件開發的25kW EV快充系統,本文進一步探討其中的熱管理部份如何提高效率和可靠性,同時防止系統過早失效的。

首先,從開關損耗和散熱貼裝兩方面複習SiC MOSFET模組相對離散式SiC MOSFET的幾個優勢。其次,本文將描述如何利用熱管理技術和計算來設計散熱風扇的安裝和其控制系統,以及如何使用SiC功率模組內建負溫度係數(NTC),以控制風扇自動為PFC和直流-流(DC-DC)部份降溫。最後詳細瞭解用於調節風扇轉速的PWM-電壓轉換器的設計,並透過模擬展示其運行的關鍵和補償器設計。

採用離散式元件或模組?

開關損耗

相較於離散式SiC MOSFET,模組化SiC MOSFET的工作效率通常更高,因為其具有更小的寄生效應。舉個例子,下表是1200V/20mΩ/TO247-4LD的離散式SiC MOSFET NTH4L020N120SC1和SiC MOSFET模組NXH020F120MNF1PTG的比較。

NTH4L020N120SC1 (離散式SiC) NXH020F120MF1PTG (SiC模組)
EON EOFF EON EOFF
0.49mJ 0.39mJ 0.24mJ 0.24mJ

表1:離散式 SiC MOSFET vs SiC MOSFET模組:開關損耗。

1的參數取自產品的資料表,顯示模組具有更低的開關損耗。封裝中的寄生電感更低,從而使功率能力更高。因此,對於同樣的輸出功率,SiC模組可以在更高的開關頻率下工作。更高的開關頻率操作有助於減少被動元件的尺寸,以及整體設計尺寸。

散熱貼裝

封裝在熱管理中起著重要作用。離散式MOSFET和模組的熱貼裝是不一樣的。在離散式MOSFET封裝中,裸晶與一塊銅墊相連,而這種銅墊從外觀看是作為導熱層與空氣和外部接觸的。不過,也可以在MOSFET和散熱器之間加入一種熱介質材料(Thermal Interface Material)或熱化合物,額外的這一層是為了:

  • 提高銅墊至散熱片的熱導率
  • 實現銅墊和散熱片之間的電氣絕緣

圖1:離散式MOSFET的散熱貼裝示意圖。

離散式SiC MOSFET NTH4L020N120SC1的結殼熱阻是0.3℃/W。如果在MOSFET和散熱片之間增加一層具有3℃/W熱阻的TIM散熱層,則參考32所示,MOSFET和散熱片之間的整體熱阻提高為3.3℃/W。

功率模組的散熱貼裝與離散式MOSFET完全不同。由於模組使用了直接覆銅基板(DBC)作為裸晶的承載體,結殼熱阻已經包含了絕緣層。

1的功率模組NXH020F120MF1PTG預先增加了相變材料散熱層(PCM),PCM作為填補DBC和散熱片的空隙是非常好的選擇,因為它能夠最大程度上增加接觸面積,減少整體熱阻,如2

圖2:功率模組的散熱貼裝示意圖。

你可以在功率模組NXH020F120MNF1PTG的規格表中找到結殼熱阻和結-散熱片熱阻參數,分別是0.45℃/W和0.80℃/W。2總結了這些數值。

NTH4L020N120SC1 (離散式SiC) NXH020F120MF1PTG (SiC模組)
RthJC RthJH RthJC RthJH
0.3℃/W 1℃/W-3.3℃/W

5kV絕緣

0.45℃/W 0.80℃/W

5kV絕緣

表2:離散式SiC MOSFET vsSiC MOSFET模組:熱阻。

雖然離散式SiC MOSFET的結殼熱阻較低,但整體的熱阻相比模組高出不少,而且模組的導熱能力更好。相同規格裸晶的情況,模組可以在更高的功率下運行(NTH4L020N120SC1和NXH020F120MF1PTG都使用一樣的1200V/20mΩ的裸晶)。

兩種元件的熱等效圖如3。所以在這次的25kW直流(DC)快充系統設計中,我們採用了有更好散熱性能的SiC MOSFET模組。

圖3:兩種元件的電熱等效迴路。

PFC與DC-DC的散熱設計

本章節將介紹PFC和DC-DC部份的散熱方案設計。為了減少整體體積,我們決定採用一台低熱阻和小尺寸的散熱風扇。如上一章節提到的,SiC模組的熱阻較低,同時還有內建的NTC可用於測溫。

我們決定用一個PWM-電壓轉換器來控制散熱風扇,由模組(NXH010P120MNF1)內建的NTC測溫來控制風扇的轉速(如4)。這樣可以降低當系統處於低功率運行時所產生的雜訊。

圖4:冷卻風扇控制迴路。

25kW DC快充系統的結構示意圖如下5

圖5:機械和散熱結構示意圖(含散熱片和風扇)。PFC部份(左)的風扇安裝在PIM散熱片上,風向朝PFC電感。DC-DC部份(右)的風扇緊貼原、副邊的PIM安裝。

由於該設計不考慮外殼,所以假設環境溫度為最大30℃。PFC和DC-DC部份的散熱設計並不是用部份元件的熱模型進行精確的CAD工具模擬,而是從熱管理角度上考慮關鍵元件的功率損耗,並根據現成的散熱器設計(非定製品)制定散熱方案。

PFC部份的散熱設計

PFC部份的散熱設計中最重要的元件是SiC半橋功率模組和PFC功率電感。我們必須要在選擇散熱片之前評估分析這些元件的損耗。PFC電感的溫度特性評估是以繞組中DC電流為基礎模擬的預期損耗(~27W/電感)所進行的。PFC電感廠商通過測試風扇得到相關資料,即當風量達到3m­3/s時,最大升溫等於30℃,這一資料也被用於風扇選型。

參考之前的SPICE模擬結果(25kW SiC DC快充設計指南(第三部份)PFC模擬」),PIM的整體峰值損耗在最糟糕的情況下達到了240W如6,每個PIM模組的損耗約80W。

基於這些資料,我們選擇了一種熱阻Zth=0.2℃/W的風扇安裝方案。功率損耗=80W時,模組的升溫大約為16℃ (80W×0.2℃/W)。因為我們假設最高環境溫度為30℃,所以冷卻系統的溫度大約是46℃。

如之前電感廠商評估所驗證的,散熱風扇使PFC電感的升溫低於30℃。PFC部份的散熱佈局規劃讓SiC PIM的風扇吹向PFC電感,從而確保整體PFC部份的穩定熱性能。

圖6:PFC部份PIM的整體損耗vs相電壓,基於3個不同感值的功率電感。

DAB DC-DC部份的散熱設計

DC-DC部份的散熱設計中最重要的元件是SiC PIM半橋功率模組、DC-DC變壓器和諧振電感。我們假設散熱設計的方法與PFC部份的設計類似。

DC-DC變壓器和諧振電感設計為無散熱時最大升溫70℃。同樣假設室溫為30℃,磁芯的溫度則會達到100℃。由於這個溫度實在太高,我們決定用一個風扇專門為電感降溫。參考SPICE模擬結果(25kW SiC DC快充設計指南(第四部份)DC-DC級的設計考慮因素和模擬」)驗證SiC PIM的預計損耗,在模擬中,我們採用了匝數比1.2:1的DAB變壓器,如7的紅色曲線。

7看,原邊功率模組的總體峰值損耗為300W,而副邊的總體峰值損耗為150W,如8。所以在DC-DC部份,我們決定採用一個熱阻Zth=0.15℃/W的方案同時為原邊和副邊的PIM散熱。

基於這樣的散熱佈局和30℃的室溫,原邊的最高溫度優化為75℃,副邊的最高溫度為52.5℃。同樣的,風扇轉速根據內建NTC測溫由PWM輸入控制。

圖7:DC-DC部份原邊PIM的整體損耗vs副邊電壓,基於3個不同匝數比的變壓器。

圖8:DC-DC部份副邊PIM的整體損耗vs副邊電壓,基於3個不同匝數比的變壓器。

NTC熱敏電阻的前端電路

SiC半橋PIM模組NXH010P120MNF1內建5kΩ的NTC,用於測量模組內部裸晶的溫度,它對於散熱系統中的散熱片設計是非常重要的。溫度的訊號處理最終交給通用控制板(SECO-TE0716-GEVB)中的ADC。

在PIM的資料表裡我們提供了如下3的NTC參數。

額定電阻 T=25℃ R25 5
額定電阻 T=100℃ R100 457 Ω
誤差@25℃ ΔR/R -3 +3 %
功率耗散 PD 50 mW
持續功率耗散 5 W/K
B常數 B(25/50),誤差±3% 3375 K
B常數 B(25/100),誤差±3% ­— 3455 K

表3:熱敏電阻參數。

*注:B常數代表了熱敏電阻阻值和溫度的關係(R/T),由T1 (25℃)和T2 (50℃或100℃)的電阻值計算並定義。

NTC的溫度特性(阻值-溫度關係)對於設計其前端電路很重要。採用一顆額定電阻值=5kΩ@25°C和B常數(25/100℃)的熱敏電阻,我們可以使用公式模擬並計算它在各個溫度點的電阻值,本次模擬中採用的B常數(25/100℃)為3455K,其結果如圖9中紅色曲線,藍色曲線代表考慮到+3%誤差的結果,用於評估誤差對NTC阻值的影響。不過在NTC的前端電路設計中,暫時不考慮B常數誤差。

 

圖9:模擬結果:NXH010P120MNF1的內建NTC阻值和溫度關係。

因為通過B常數在計算高低溫下的阻值時是不夠精確的(T<25℃或>100℃)而且變化浮動非常小(變化僅為幾Ω/℃)。所以我們決定用一種局部線性化的方法,我們給NTC並聯一個額外的電阻,連接一個固定的電壓源VCC。模擬迴路如10

圖10:NTC前端電路的SPICE模型。

NTC的並聯電阻R3和限流電阻R1可以透過局部線性化來選擇,同時還需要去耦電阻R4和R5因為需要盡可能減少ADC到NTC迴路的距離。前端電路應使用差分電路以減少測溫電路受共模雜訊影響。

功率放大器Q1A用於放大NTC的輸出電壓,增益設置為10.1,功率放大器Q1B用來輸出一個互補的ADC_P訊號,差分輸出到低功耗ADC(NCD98011)。值得注意的是,我們通常不會用到這個互補訊號,但這樣做的目的是改變NTC的負溫度係數為正,即溫度越高,電壓就越高,方便後續控制韌體的處理。

11展示PIM內建NTC的電壓電流曲線。

在這些模擬中,NTC電流最大值不超過300μA而其典型值大約為100μA,但由於NTC內建於PIM結構中,所以其流過電流所產生的升溫不會影響到模組溫度。電流越大,NTC測溫電路的結果就越線性化。

圖11:NTC電流電壓模擬曲線。

12測溫電路的溫度範圍是-40℃-180℃,ADC的±3.3V的輸入電壓範圍並沒有被完全利用。不過,由於測量電路的解析度達到了0.05°C/LSB,也就是22LSB/°C,完全滿足了25kW DC充電方案設計中的溫度測量要求。

圖12:NTC前置迴路的溫度測量範圍。

NTC測溫電路的頻寬為77.6Hz,在PFC迴路的開關頻率為70kHz時,模擬衰減大約為-126.6dB,這保證了測溫電路不會受到PFC部份的雜訊干擾,也不會受到開關頻率為100kHz的DC-DC部份干擾(見13)。

圖13:NTC測溫電路的頻率特性。

儘管有線性化設計,在數位訊號的控制韌體中進行溫度測量仍然需要進一步線性化。一般我們會查表,如下:

Temperature (°C) ADC diffin (V) Nadc (at 3.3V ADC Vref.)
-40

-30

-20

-10

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

100

110

120

130

140

150

160

170

180

-2.719

-2.686

-2.630

-2.542

-2.412

-2.228

-1.983

-1.675

-1.309

-0.899

-0.466

-0.033

+0.381

+0.759

+1.095

+1.385

+1.631

+1.837

+2.008

+2.149

+2.265

+2.361

+2.440

-1688

-1667

-1632

-1578

-1497

-1383

-1231

-1039

– 812

– 558

– 289

– 20

+ 236

+ 471

+ 680

+ 860

+1012

+1140

+1246

+1333

+1405

+1465

+1514

表4:轉換對照表。ADC輸出電壓 – NTC測得溫度。

調節風扇轉速的PWM-電壓轉換器

由於本次設計中的冷卻系統使用了無自動轉速控制的風扇,我們採用一顆安森美的降壓(buck)穩壓晶片NCV890100作為PWM-電壓轉換器。使用NCV890100的AC模型,能夠進行用於風扇電源的PWM-電壓控制器的模擬。散熱方案中使用的風扇測量得到的伏安特性被用來設計風扇的SPICE模型,風扇的可靠工作電壓範圍為6V-12V。

14的模擬電路中,DC輸出偏置電壓取決於輸出電容COUT。由於X7S電容的DC偏置特性,所以我們以電壓為基礎對輸出電容進行建模,這對於PWM-電壓轉換器的交流特性有著很大影響。我們也可針對UCB的PWM控制訊號進行建模。

14的SPICE電路的PWM輸入的DC偏置設置為100%,輸出電壓6.6V滿足設計。15的SPICE電路的PWM DC偏置設置為0%。輸出電壓12.7V同樣滿足設計。輸出電感由9.88μF降低至5.09μF(2個10μF電感並聯)。

圖14:PWM-電壓電路的SPICE模型,PWM DC偏置10%,輸出電壓6.6V。

圖15:PWM-電壓電路的SPICE模型,PWM DC偏置0%,輸出電壓12.7V。

圖16:PWM-電壓轉換器的輸出電壓-PWM工作週期曲線。

控制迴路的交流(AC)特性模擬用於驗證PWM-電壓轉換器的穩定性,開始模擬前,必須先定義以下參數:CCOMP=470pF, RCOMP=10kΩ, CP=100pF, R1=3.1kΩ, R2=237Ω。

模擬掃頻過程中可以觀察到圖17中PWM-電壓轉換器的增益特性(紅線)和相頻特性(藍線)。兩者的變化均以虛線和點虛線表示。穿越頻率變化範圍32.9kHz-51.8kHz,相位裕量變化範圍26.6°-31.9°,增益變化範圍16.5dB-20.5dB,這些都不足以讓轉換器在整個工作範圍內穩定運行。

因為大部份電源轉換器的設計通常含有45°的相位裕量以確保穩定性,但為了更穩健的設計,將相位裕量設置為70°。因此這對於設計更穩定的電路來說是不可接受的。

圖17:類比PWM-電壓轉換器控制迴路的AC特性,已做以下參數補償CCOMP=470pF, RCOMP=10kΩ, CP=100pF, R1=3.1kΩ, R2=237Ω。

為了提高PWM-電壓電路的穩定性,我們重做了與其相連的散熱風扇的補償。PFC部份使用3台散熱風扇,DC-DC使用了2台,還有一台用於為DAB變壓器散熱。現在我們把穿越頻率設置為13.5kHz-25.3kHz,這樣便產生了72.2°的相位裕量,增益變化範圍23.6dB-27.7dB。在穿越頻率點附件,補償器的最大相位提升為71.2°,處於分頻區,相位在分頻區穿越頻率點以後沒有明顯下降。

圖18:類比PWM-電壓轉換器控制迴路的AC特性,已做以下參數補償CCOMP=10nF, RCOMP=4.64kΩ, CP=270pF, R1=3.1kΩ, R2=237Ω。

於是,我們得到採用NCV890100的PWM-電壓轉換器的最終電路圖,如圖19。

圖19:PWM-電壓轉換器的最終電路圖。

結論

這一章節討論SiC功率模組和離散式SiC MOSFET的不同散熱安裝形式。相較於離散式SiC MOSFET,SiC功率模組能讓系統在更高開關頻率下工作,減少被動元件體積,同時提供更好的散熱表現。在使用相同尺寸的裸晶時,模組能夠以更大功率運行,有助於小型化設計。此外,我們還討論了在數位控制散熱方法中使用PIM內建NTC的好處,它能夠在充電模組處於低輸出功率工作模式下減少其雜訊。

本文並討論設計和開發過程中所考慮的因素,以實現用數位元件控制PFC部份和DC-DC部份以及用於DAB變壓器的散熱風扇。

本文作者:Karol RendekStefan KosterecDidier BaloccoAniruddha Kolarkar Will Abdeh,安森美半導體

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