25kW SiC直流快充設計指南(VI):用於電源模組的閘極驅動系統

作者 : onsemi

本文著重於驅動SiC MOSFET所需的閘極驅動電路。隨著市場上這一類功率半導體元件越來越多,設計人員必須瞭解SiC MOSFET與Si IGBT和矽超接面(SJ) MOSFET之間的共性和差異,以便用戶充份利用每種元件...

在本系列文章的第一至第五部份中,我們從硬體角度和控制策略上廣泛介紹了25kW電動車充電站的開發。1代表到目前為止所討論的系統。

在第六部份中,我們將注意力轉向驅動SiC MOSFET所需的閘極驅動電路。由於這些電晶體更加高效和可靠,它們在功率半導體市場中迅速普及。隨著市場上的元件越來越多,設計人員必須瞭解SiC MOSFET與矽(Si) IGBT和矽超接面(SJ) MOSFET之間的共性和差異,以便用戶充份利用每種元件。

本文的基礎是使用安森美新型SiC模組建構25kW快速電動車充電站獲得的經驗。這些模組使用安森美的M1 1200-V SiC MOSFET,有助於瞭解如何在大功率應用中設計和調整耦合閘極驅動器和SiC MOSFET的組合。

此設計使用安森美的IGBT電氣隔離閘極驅動器作為起點,並介紹使用新的專用SiC電氣隔離閘極驅動器進行的改進。本文介紹的所有閘極驅動器系列都採用相同的隔離技術和輸出級技術。

125kW電動車DC充電樁流程圖。

閘極驅動需求:SiC MOSFET、矽IGBT與SJ MOSFET

對於IGBT和MOSFET (矽和碳化矽),必須對閘極充電才能導通元件,必須對閘極放電才能關斷元件。對於這兩種情況來說,電流在某種程度上通用,如 2 所示。

2:閘極驅動電路導通(a)和關斷(b)時的電流路徑分別顯示為綠色和紅色箭頭。

但是,這三種元件(IGBT、矽SJ MOSFET和SiC MOSFET)的閘極電壓範圍不同。對於 IGBT,導通電壓約為15V,關斷電壓通常約為-8V。對於SJ MOSFET,導通電壓約為10V,關斷電壓通常為0V。對於SiC MOSFET,當閘極電壓增加時,RDS(ON)減小,因此可施加最大閘極電壓以實現最大效率。因此,閘極導通電壓可以在15V到20V之間變化,具體取決於技術或產品代次。

導通電壓低於15V時,SiC MOSFET變化率為負,因此元件很難並聯。關斷電壓可以從0V降低到-5V。安森美SiC MOSFET可以採用0V、-3V或-5V進行阻斷,具體取決於閘極驅動器電路的效率和複雜性之間的折衷,有時候也取決於使用第幾代SiC MOSFET。閘極電壓(或導通電壓)的範圍直接影響閘極驅動器所需的欠壓鎖定(UVLO)。

作為第一種方法,IGBT閘極驅動器輸出電壓範圍更類似於SiC MOSFET的需求,而不是SJ MOSFET的需求。首先,強烈建議在開關應用上使用帶有SiC MOSFET(如IGBT)的負偏壓閘極驅動,以便在高di/dt和dV/dt開關期間,減少由非理想PCB佈局引入的寄生電感而導致的功率電晶體閘極-源極驅動電壓的振鈴。此外,由於我們SiC MOSFET的閾值電壓約為1.5V,負電壓阻斷為關斷狀態下的雜訊(由dV/dt和di/dt引起)產生不必要的導通提供了更大的容許偏差。

其次,負電壓阻斷使關斷狀態下的漏電流更低。因此靜態損耗也會更低。最後,負電壓阻斷比零電壓阻斷的導通和關斷所需的時間更快或更短。

為了更快速導通和關斷,或在汲極/集電極電壓瞬變期間保持輸出穩定,輸出驅動器級需要非常低的輸出阻抗。驅動電流的最大值取決於應用的額定功率,所有類型的元件在這一點上都相似。

為閘極充電所需的最大電流取決於

  • 所需的閘極電荷量;
  • 拓撲(硬開關或軟開關,即 ZVS);
  • 透過(外部加內部)閘極電阻限制電磁干擾(EMI)所需的最大dV/dt。

即使(外部加內部)閘極電阻限制了應用中的電流值,驅動器能夠提供和吸收的電流也應高於所需最大電流。這將有助於提供安全裕量,在最高運作溫度下保持所需的最大電流,並防止驅動器因自體發熱而降低電流能力。

由於SiC MOSFET與IGBT或SJ MOSFET相比,導通和關斷速度顯著提高,SiC元件可以在比矽元件高得多的開關頻率下運作。因此,在半橋配置中,開關節點電壓的變化速率非常快。使用SiC MOSFET可以達到最高100V/ns的dV/dt。驅動器應該能夠提供和吸收由米勒效應電容器(或汲極/集電極和閘極之間的電容)施加到閘極的dV/dt感應的所需電流。在此dV/dt瞬態期間,閘極驅動器輸出訊號應始終設定在輸入訊號給定的值。

為了補充吸收電流能力或加強米勒效應電流吸收,可以使用閘極箝位。該箝位將以非常低的阻抗加固阻斷電壓,並繞過阻斷或關斷閘極電阻。箝位作用時間從關斷之後一直到導通的早期開始時為止。該技術適用於驅動大米勒效應電容元件時所需功率非常高的情況。此25kW電動車充電樁應用就是這樣一個案例。

此外,在隔離驅動器或浮動驅動器情況下,SiC元件驅動器的驅動器輸入級和輸出級之間的共模瞬態抗擾度(CMTI)應強於矽元件驅動器。施加的閘極驅動電壓應保持穩定。

總而言之,對於所有類型的開關,在開關節點、汲極/集電極或驅動器輸入級和輸出級之間dV/dt期間,驅動器輸出端不應出現毛刺。但是,由於SiC MOSFET的速度更快,因此SiC MOSFET驅動器在這些要求(更高的CMTI和dV/dt抗擾度、更高的額定電流和更低的輸出阻抗)方面會更嚴格。

由於所採用的半橋架構開關速度很快,因此時序是一個重要的關注點。當元件在半橋中運作時,需要考慮兩個時序參數:從輸入到輸出的傳播延遲以及兩個驅動器或兩個輸出之間的延遲匹配。

對於SiC,由於開關頻率可能高於100kHz,因此傳播延遲會影響工作週期精度。失配會影響兩次開關之間的空滯時間。對於SiC驅動器,低於50ns的傳播延遲和低於10ns的延遲失配較為合適。

對於高速應用,可使用矽或SJ MOSFET閘極驅動器驅動SiC MOSFET,它們通常比IGBT驅動器更快。但是,這些驅動器可能無法提供所需的輸出電壓範圍。這些驅動器的導通電壓(或輸出電壓擺動)通常受限為15V。這對於SiC MOSFET來說實在太低了。此外,大多數矽MOSFET驅動器不支援負電壓阻斷。

25kW應用的具體要求

上升/下降時間和源/汲電流要求

由於需要控制EMI,我們將限制dV/dt,但也不能過多,這樣才能縮短空滯時間(或加快導通/關斷時間)並達到高效率。如AND90103/D中所述,其閘極電阻的範圍為2至5Ω,SiC MOSFET的dV/dt範圍可達20至40V/ns。因此,選擇閘極電阻時已考慮了這個範圍。透過評估導通/關斷時間期間的dV/dt,利用SPICE模擬對閘極電阻值的選擇進行了調整和驗證。

電氣隔離

在硬體開發過程中,根據IEC-61851標準所要求的遵守IEC-60664-1規則,假設運作電壓接近最大值1000V。NCD57000閘極驅動器是一個不錯的選擇。該驅動器的電介質強度隔離電壓超過5kVrms,運作電壓VIORM能力超過 1200V,符合UL1577標準。寬體8mm爬電距離有助於滿足爬電距離/電氣間隙要求。

特性和保護

下列閘極驅動器特性提高了SiC MOSFET電源實現的穩健性,提高了應用的效率和可靠性。這些主要特性包括:

  • 共模瞬態抗擾度是SiC應用的關鍵參數。NCD57000可提供100kV/µs的抗擾度;
  • 有源米勒效應箝位;
  • DESAT保護;
  • DESAT下的軟關斷。

NCD57000 IGBT驅動器整合了所有這些特性。它還包括負驅動或負關斷電壓。

SiC MOSFET的閘極驅動器電源

使用SECO-LVDCDC3064-SIC-GE​​VB隔離電源作為SiC驅動電路的電源,可提供所需的-5V和20V穩定電壓軌,高效驅動SiC電晶體。變壓器安全規範符合IEC 62368-1和IEC 61558-2-16標準,具有4kVac的電介質絕緣特性。

SiC 閘極驅動器的實現

DESAT保護計算

按照AND9949/D計算SiC電晶體的去飽和電流。使用14.3kΩ的電阻將DESAT電流設置為在85至115A範圍內觸發(3)。在原型階段對DESAT電流進行評估和微調。

已考慮了以下因素:

VTH=9.0V,RDS(ON)=11mΩ (100A時),US1MFA,VF=309.5mV (500μA時)(模擬)。

置於DESAT接腳上的22pF電容可使遮沒時間增加430ns,以獲得880ns的總遮沒時間。資料手冊中給出的內部濾波時間為320ns,因此對去飽和事件的總反應時間等於1.2μs。加上關斷SiC電晶體所需的時間,DESAT動作所需的總時間低於2.0μs。

3:閘極驅動器NCD57000DESAT功能元件(計算值)連接。

透過模擬驗證SiC MOSFET開關

PFC以及DC-DC功率級模擬模型包括一個閘極驅動器模型,以評估閘極-源極電阻RG1=1.8Ω和RG2=100kΩ的開關性能(參見4以瞭解RG1和RG2的定義或位置)。

在本例中,只有RG1對SiC MOSFET閘極電容的放電起作用。PFC模型包含三個半橋SiC模組以及閘極驅動器。但是4中只顯示了一個半橋連接。SiC模組SPICE模型參見本系列文章的第三部份。

4PFC A相線的功率級和閘極驅動器模型。

驅動器級對系統性能影響顯著(對於基於SiC的系統來說更是如此)。因此,強烈建議將其納入模擬——至少在某種程度上。

挑戰之一是,現有的閘極驅動器模型通常非常複雜,它們會減慢模擬速度,增加模擬執行時間,因為它們包含了驅動器的所有特性(如UVLO、箝位和DESAT等)。一般來說,功率級模擬對於本專案的目標,閘極驅​​動器的簡化模型就足夠了。我們建構的模型只包括傳播延遲和輸出級特性或性能。

儘管在各種驅動器的資料手冊中通常並未直接提供詳細的I-V特性,但對於某些給定點,使用額定驅動器輸出能力(吸收吸收電流IPK-SNK1和輸出電流IPK-SRC1峰值電流),結合傳播延遲資訊,即可得到輸出特性的近似值。該近似方法提高了模擬準確性,同時仍能提供可接受的模擬時間。圖5顯示NCD57001閘極驅動器SPICE模型。

5NCD57001SPICE簡化模型。

開關轉換的模擬:導通和關斷

評估PFC級開關性能的關鍵參數之一是開關轉換速度(見6),換言之,即MOSFET的dV/dt。理論上,開關轉換速度越快,表現出的開關損耗越低,效率越高。

但是,開關速度還受其他因素的限制。例如,電晶體本身對如此高的梯度變化以及由快速轉換產生的EMI或其他共模(CM)雜訊的耐受能力。

佈局本身以及寄生電感和寄生電容也對其增加了限制。

6PFCMOSFET的導通波形。

7在本類比中給出的配置下,dV/dt值超過了66V/ns,唯獨寬能隙技術才能對應這樣的高速開關。實際上,如此高的dV/dt仍然會有高風險(即使是SiC模組),寄生電感產生的超高過壓尖峰可以輕易的超過元件的耐壓上限。

7:低壓側A相線SiC MOSFET導通速度是輸入電壓與電感和輸出電容值的函數。

調整閘極電阻是最簡單的方法來減少dV/dt。更大的閘極電阻值能減少開關速度,同時減少整體設計的風險,但也會帶來缺點,即少許的功率損失(因為開關速度沒有那麼快)。

基於這項模擬的結論,我們決定做一個折中方案,換一顆電阻值大一點的閘極電阻(1.8Ω—>4.7Ω)以確保MOS管導通時的dV/dt在25V/ns左右。這將作為驗證實際硬體板時的初始值。

按照類似方法處理關斷轉換。89顯示了這些模擬的結果。採用1.8Ω閘極吸收電流電阻(與導通模擬中使用的值相同),關斷轉換速度也很快(高達40V/ns)。在原型設計中,將吸收電流電阻值增加至3.3Ω,以將關斷轉換調整到25V/ns左右。

8:低壓側A相線SiC MOSFET關斷速度是輸入電壓與電感和輸出電容值的函數。

9PFC MOSFET的典型關斷波形。

PCB佈局和建議

為了消除或最小化PCB寄生效應,SiC驅動電路佈局在SiC電源設計中至關重要。良好佈局安排的一些建議和示例如1011所示。輸出電流、吸收電流和箝位走線(見10)應盡可能短。透過VDD和VEE去耦電容閉合輸出/吸收電流路徑(如2所示)。它們必須盡可能靠近VDD和VEE閘極驅動器接腳放置,如11所示。

電容值應當足夠大,以便在維持VDD和VEE電平的同時,能夠饋送吸收電流和源電流峰值。這些去耦電容還應該具有非常小的寄生效應,並且是高頻電容。

10SiC 閘極驅動電路PCB佈局。箭頭分別以綠色、紅色和淺藍色顯示源電流、吸收電流和箝位元電流路徑。

11:建議放置VEEVDD去耦電容。

SiC 閘極驅動的未來增強功能

NCD570xx IGBT閘極驅動器系列足以滿足SiC MOSFET閘極驅動器在大功率應用中的要求。然而,使用先進的電氣隔離變壓器版本,可以獲得更快的傳輸時間和更小的延遲失配。

結合這一改進,新款NCP5156x閘極驅動器系列也可用於驅動SiC MOSFET。閘極電壓範圍已調整為符合每一代的SiC MOSFET閘極開/關電壓;並且已針對閘極電壓範圍的值調整了UVLO。

NCP5156x系列的主要特性包括36ns(典型值)的傳播延遲。每個通道的最大延遲匹配時間為8ns;輸出電源電壓範圍為 6.5V至30V,支持5V、8V和17V UVLO閾值電壓,CMTI >200V/ns;從輸入到每個輸出的電隔離為5kVrms(UL 1577額定值),輸出通道之間的峰值差分電壓為1200V;用戶可程式設計空滯時間和4.5A/9A源電流峰值和吸收電流峰值(12)。

12NCP51561流程圖。

當輸出級只提供單個電源(或單極性)軌時,下述原理圖利用曾納二極體,可獲得正負電源(或雙極性)電壓(見13)。

13:在單端隔離偏置電源上使用曾納二極體的負偏壓。

14顯示在SiC MOSFET閘極驅動應用的NCP51561的單端隔離電源上,利用齊納二極體達到負偏壓的實驗結果。該示例設計旨在透過使用20V隔離電源,以元件源極為基準電壓源,提供+15V和-5.1V的驅動能力。

14:在單端隔離電源上使用曾納二極體達到負偏壓的實驗波形(其中,CH1:輸入[2V/div]CH2:輸出[5V/div])

由於NCP5156x IC為整合米勒效應箝位元電路,因此更推薦將其用於低功率SiC MOSFET應用。對於數十千瓦級以上的功率,推薦使用本文所示的米勒效應箝位。為此,我們將推出具有擴展閘極電壓範圍的新元件NCD57100和NCD57101(分別與NCD57000和NCD57001接腳相容)。

這種新的擴展閘極電壓範圍更適合驅動SiC MOSFET。在新元件NCD571xx中,該範圍最高可達36V,而在本25kW電動車充電樁應用中使用的NCD570xx則為25V。

總結

本文詳細介紹了在25kW功率應用中針對SiC MOSFET設計和調整閘極驅動器時必須考慮的因素。本文從現有的NCD57001 IGBT電隔離閘極驅動器入手,進而講解了在專用SiC電隔離閘極驅動器中所做的改進,並介紹用於驅動SiC MOSFET的新元件系列NCP5156x和NCD571xx。

SiC MOSFET的速度比現有的矽MOSFET和IGBT快很多。因此,SiC MOSFET驅動器需要更高的共模瞬態抗擾度和dV/dt抗擾度、更高的額定電流和更低的輸出阻抗。利用本文中提到的元件、技巧和竅門,設計人員可以達到其應用所需的SiC MOSFET驅動器的性能。

本文作者:

Karol Rendek、Stefan Kosterec、Didier Balocco、Aniruddha Kolarkar和Will Abdeh,安森美半導體

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