實現高降壓比的三種精巧型解決方案

作者 : Olivier Guillemant,ADI核心應用工程師

本文闡述為何非隔離式DC-DC降壓轉換器在高輸出電流下將高DC輸入電壓轉換為低輸出電壓時會面臨嚴峻挑戰...

問題:在高降壓比下實現精巧設計的方法有哪些?

答案:本文闡述為何非隔離式DC-DC降壓轉換器(在本文中簡稱為降壓轉換器)在高輸出電流下將高DC輸入電壓轉換為低輸出電壓時會面臨嚴峻挑戰。本文將介紹可以實現高降壓比,同時保持小尺寸的三種不同方法。

系統設計人員可能會面臨以下挑戰:在高輸出電流下將高DC輸入電壓下變頻為極低輸出電壓(例如在3.5A時從60V降至3.3V),同時保持系統的高效率、小尺寸並實現簡單設計。

將高輸入-輸出電壓差值與高電流結合使用,會因為功耗過高自動將線性穩壓器排除在外。因此,設計人員必須在這些條件下選擇開關拓撲。但是,即使使用這種拓撲,對於空間有限的應用要實現足夠精巧的設計仍然相當困難。

DC-DC降壓轉換器面臨的挑戰

要實現高降壓比,一種方案是使用降壓轉換器,因為它是將輸入電壓高效降至更低的輸出電壓(例如,VIN = 12V降至VOUT = 3.3V)、仍然具有大量電流,且保持小尺寸的一種拓撲選項。但是,在某些情況下,降壓轉換器要保持輸出電壓穩定,會面臨嚴峻的挑戰。為了理解這些挑戰,需記住,在連續導通模式(CCM)下工作的降壓轉換器的操作週期(D)可簡化為:

Equation 1

操作週期和切換頻率(fSW)的關係如下所示,其中導通時間(tON)是指在每次切換期間(T),控制FET保持開啟的時長:

Equation 2

結合公式1公式2可以看出,tON如何受降壓比和fSW的影響:

Equation 3

公式3可以看出,當輸入-輸出電壓比(VIN⁄VOUT)和⁄或fSW增大時,導通時間會降低。表示降壓轉換器必須能夠以很低的導通時間運行,以便在高VIN⁄VOUT比率下調節CCM中的輸出電壓,而在高fSW下這會更難實現。

假設在一個應用中,VIN(MAX) = 60V,VOUT = 3.3V,IOUT(MAX) = 3.5A。在必要時可以使用產品手冊中的數值,因為在之後的章節中,我們將提供採用LT8641的解決方案。所需的最小導通時間(tON(MIN))對應最高輸入電壓(VIN(MAX))。為了評估這個tON(MIN),建議提高公式3的準確度。透過包含降壓轉換器的兩個功率MOSFET的壓降VSW(BOT)和VSW(TOP),並以VIN(MAX)替代VIN,可得出:

Equation 4

透過在公式4中使用VIN(MAX)、fSW = 1MHz,得出tON(MIN)為61 ns。為了計算VSW(BOT)和VSW(TOP),使用LT8641產品手冊中提供的RDS(ON)(BOT) 和RDS(ON)(TOP)值,且已知VSW(BOT) = RDS(ON)(BOT) × IOUT(MAX),VSW(TOP) = RDS(ON)(TOP) × IOUT(MAX)

從上述公式可得到61ns的數值,如此短的時間數值,降壓轉換器很難保證tON(MIN);所以,系統設計人員不得不尋找可替代的拓撲。目前有三種實現高降壓比的可行解決方案。

三種精巧型解決方案

解決方案1:使用LT3748非光耦反馳式變壓器

第一種選擇是使用隔離拓撲,變壓器具有N:1匝數比,負責執行大部分下變頻。為此,ADI提供反馳式控制器,例如LT3748,該控制器不需要第三個變壓器繞組或光隔離器,使設計更簡單,更精巧。1顯示適用於這種情況的LT3748解決方案。

儘管相較於標準反馳式設計,LT3748解決方案簡化了設計並節省了空間,但仍然需要使用變壓器。對於無需隔離輸入端和輸出端的應用,最好是避免使用該元件,相較於非隔離解決方案,該組件會增加設計複雜性和增大尺寸。

解決方案2:使用LTM8073LTM4624 µModule元件

作為一種替代方案,設計人員可以透過兩個步驟進行下變頻。要實現更少的元件數量(僅為10個),可以使用2個µModule元件和8個外部元件,如2所示。此外,這兩款µModule元件已整合各自的功率電感,為系統工程師免除了一項困難的設計任務。LTM8073和LTM4624均採用BGA封裝,尺寸分別為9 mm × 6.25 mm × 3.32 mm和6.25 mm × 6.25 mm × 5.01 mm (L × W × H),可提供小尺寸解決方案。

由於在這些條件下LTM4624展現的效率為89%,LTM8073最多為LTM4624的輸入端提供1.1 A。由於LTM8073可以提供高達3A輸出電流,因此可用來為其他電源軌供電。為此,在2中,我們選擇12V作為中間電壓(VINT)。

儘管應避免使用變壓器,但有些設計人員可能不願使用需要兩個獨立的降壓轉換器的解決方案,尤其是無需採用中間電壓為其他電源軌供電的情況下。

解決方案3:使用LT8641降壓轉換器

所以,在許多情況下,使用單一降壓轉換器成為首選,因為它是比較理想的解決方案,具有系統效率高、小尺寸和設計簡單的特點。但是,我們前面不是展示降壓轉換器無法因應高VIN⁄VOUT和高fSW嗎?

這個說法可能適用於大部分降壓轉換器,但並非全部。ADI產品系列中包含LT8641之類降壓轉換器,在整個工作溫度範圍內,它具有較短的最低導通時間,一般為35 ns(最大50 ns)。這些規格都在之前計算得出的61 ns最小導通時間以下,為我們提供了第3種可行的精巧型解決方案。3顯示LT8641電路有多麼簡單。

還有一點值得注意,LT8641解決方案可能是3種解決方案中最高效的。事實上,如果與3相比必須進一步優化效率,可以降低fSW並選擇更大的電感尺寸。

儘管也可以透過解決方案2來降低fSW,但整合功率電感後無法彈性提升效率,達到高於某個點的目標。此外,使用兩個連續下變頻級對效率的負面影響較小。

在使用解決方案1時,由於在邊界模式下運行,以及在非光學回饋設計中移除了所有組件,因此反馳式設計的效率非常高。但是,效率不能完全優化,因為可選的變壓器數量有限,而解決方案3則有廣泛的電感產品系列可供選擇。

Figure 1. A circuit solution with the LT3748 downconverting 60 V input to 3.3 V output.

1:採用 LT3748 的電路解決方案,將 60V 輸入下變頻至 3.3V 輸出。

Figure 2. A circuit solution with the LTM8073 and LTM4624, downconverting 60 V input to 3.3 V output.

2:採用 LTM8073 LTM4624 的電路解決方案,將 60V 輸入下變頻至3.3V 輸出。

Figure 3. A circuit solution with the LT8641 downconverting 60 V input to 3.3 V output.

3採用 LT8641 的電路解決方案,將 60 V 輸入下變頻至 3.3 V 輸出。

檢查LT8641是否符合要求的另一種方法

在大多數應用中,公式4中唯一可調的參數是切換頻率。因此,我們重新變換公式4,以評估LT8641在給定條件下允許的最大fSW。於是,我們得到公式5,LT8641產品手冊的第16頁也提供了這個公式。

Equation 5

在以下示例中使用此公式:VIN = 48V,VOUT = 3.3V,IOUT(MAX) = 1.5A, fSW = 2MHz。汽車和工業應用中經常使用48V輸入電壓。在公式5中代入這些條件後,我們得出:

Equation 6

因此,在給定的應用條件下,在fSW高達2.12MHz時,LT8641能夠安全運行,證實LT8641是適合此應用的一個不錯的選擇。

結論

本文提出了三種不同的方法,以在高降壓比下實現精巧型設計。LT3748返馳式解決方案不需要使用笨重的光隔離器,推薦用於需要隔離輸入端和輸出端的設計。第2種方法需要使用LTM8073和LTM4624 µModule元件,當設計人員為應用選擇最佳電感猶豫不決,以及⁄或何時必須提供額外的中間電源軌時,這種解決方案會非常有用。第3種方法基於LT8641降壓轉換器進行設計,如果只是要求實現陡電壓下變頻時,可提供精巧且簡單的解決方案。

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