25kW SiC直流快充設計指南(II):方案概述

作者 : onsemi

在本系列文章的第二部份,我們將深入研究電動車(EV)快速充電器的設計要點,並介紹更多細節。特別是可能的拓撲結構,探討其優點和權衡,並了解系統的骨幹,包括半橋SiC MOSFET模組...

在本系列文章的第一部份,我們介紹了電動車(EV)快速充電器的主要系統要求,概述了這種充電器開發過程的關鍵階段。現在,在第二部份,我們將更深入研究設計的要點,並介紹更多細節。特別是我們將回顧可能的拓撲結構,探討其優點和權衡,並了解系統的骨幹,包括半橋SiC MOSFET模組。

正如我們所了解的,EV快速充電器通常含一個三相主動整流前端處理來自電網的交流-直流(AC-DC)轉換並應用功率因數校正(PFC),後接一個DC-DC級提供隔離並使輸出電壓適應EV電池的需要(圖1)。

圖1:一個含多個功率級的大功率快速DC充電器(左)。EV快速DC充電系統的高水平架構(右)。

鑒於所提出的具挑戰的要求和當前的市場趨勢,系統工程團隊考慮了幾個替代方案來實現這兩個轉換階段。最後,結論是在AC-DC級利用6開關主動整流器,在依賴相位偏移的DC-DC級利用雙主動橋式(DAB)轉換器。這兩種架構都支持雙向功能,並幫助獲得於1200-V SiC模組技術的優勢,1200-V SiC模組技術是快速和超快DC充電器的基石。接下來,我們將深入研究這兩個主要的功率階段。

主動式整流升壓階段

3相6開關主動式整流階段有助於實現0.99的功率因數和低於7%的總諧波失真,這些都是商用DC充電器系統的常見要求。與T-NPC或I-NPC等3級PFC拓撲結構相比,它提供了一個高效的雙向方案,而且元件數量少。總的來說,這種兩級架構在實現系統要求的同時,也帶來了更勝一籌的性價比。

DC鏈路將在800V的高電壓下運行,以減少峰值電流,從而最大化能效和功率密度(圖2)。為此,兩級架構需要1200V的VBD功率開關。

系統的開關頻率被設定為70kHz,以保持二次諧波低於150kHz,這使傳導輻射得到控制,並促進符合EN 55011 A類(歐盟)和FCC Part 15 A類(美國)規範(適用於連接到AC電網的系統)。其中,這些規範對注入電網的傳導輻射程度設定了限值。這種方法簡化了EMI濾波器的複雜性,使現成的方案成為適用的理想方案,從而達到本專案的目的。

圖2:三相6開關拓撲結構,帶有PFC的主動式整流階段,也被稱為PFC階段。

雙主動式全橋 (DC-DC)

DAB的DC-DC階段將含兩個全橋、一個25千瓦(kW)的隔離變壓器和一個初級側的外部漏電感,以實現零電壓開關(ZVS)(圖3)。在單變壓器結構中實現該轉換器有利於雙向運行。此外,具有單變壓器的轉換器的對稱性有助於最大化功率開關的ZVS的工作範圍,從而實現高能效。

這解決了該專案面臨的一個重大挑戰,最大化寬輸出電壓範圍(200V至1000V)的能效,使DC-DC的峰值目標能效達98%。該轉換器的工作頻率為100kHz,這是個折衷方案,以將開關損耗以及將磁性元件的磁芯和AC損耗保持在合理的水平。

此外,該系統將在變壓器上運行磁通平衡控制,這種技術省去了在DAB移相結構中與變壓器一起工作所需的笨重的串聯電容器。在這快速充電器轉換器中,給定50A的高均方根(RMS)工作電流、幾百伏的必要額定電壓和十分之幾微法的估計電容值,這種電容將在嚴格的要求下運行。以目前的現有技術,所有這些要求將導致一個大尺寸的電容器。因此,磁通平衡控制策略有助於減小系統的尺寸、重量和成本。

總的來說,DAB DC-DC轉換器為EV快速充電器提供了一個全方位考慮的方案,它正成為該新式快速充電器市場的一個典型方案。這種拓撲結構可以利用相位偏移,在寬輸出電壓範圍提供高功率和能效。此外,開發人員可充份利用他們對傳統全橋相移ZVS轉換器的專業知識,因為這兩種系統之間有相似之處。

另一種方案是CLLC諧振轉換器,這是一種頻率調變拓撲結構,在有限的輸出電壓範圍內運行時,通常提供最高的轉換器峰值能效。這種轉換器是對LLC的改版,允許雙向工作。然而,在寬輸出電壓範圍內對CLLC進行雙向功能和高輸出功率操作的控制、最佳化和調整可能變得繁瑣,並且需要結合頻率調變和脈衝寬度調變。

圖3:雙主動式橋(DAB) DC-DC級。該系統含有兩個全橋,中間有一個隔離變壓器。

工作電壓和功率模組

AC-DC和DC-DC級之間的DC鏈路將在高壓(800V)下運行,以減少電流值,從而最大化能效和功率密度。輸出電壓將在200V至1000V之間擺動(如前所述)。由於轉換器是基於兩級拓撲結構,因此需要1200-V的擊穿電壓開關才能在這樣的電壓水平上運行。

NXH010P120MNF1半橋SiC模組(圖4)含1200V、10mΩ SiC MOSFET,是PFC級和DC-DC轉換器的骨幹。該模組具有超低RDS(ON),大大降低了導通損耗,且最小化的寄生電感降低開關損耗(相較遲於與離散替代元件)。

圖4:NXH010P120MNF1 SiC模組採用2-PACK半橋拓撲結構和1200-V、10-mΩ SiC MOSFET,用於實現AC-DC和DC-DC轉換器。

功率模組封裝的卓越導熱性提高了功率密度(相對於離散式SiC元件),減少了冷卻需求,並實現了小佔位和堅固的方案。 SiC模組成為一個重要元素,可在緊湊型和輕型系統的AC-DC和DC-DC級中分別實現>98%的能效。

此外,模組賦能磁性元件縮減尺寸,適用於更高開關頻率,而減少的冷卻基礎架構要求有利於降低整個系統的每瓦成本。在25kW的EV DC充電樁功率級中,在SiC模組上使用基於風扇的主動冷卻,應足以有效地減少系統中的損耗。電容器和磁性元件的選擇旨在最大限度地減少其冷卻要求,同時滿足技術規範。

控制模式和策略

數位控制將運行系統,依靠強大的通用控制板(UCB),它採用Zynq-7000 SoC FPGA和基於ARM的晶片。這樣一個多功能的控制單元有助於測試和輕鬆運行數位領域的多種控制方法–如單相移位、擴相移位和雙相移位,以及DAB變壓器上的磁通平衡–並處理所有板載和外部通訊。將使用兩個UCB單元,一個用於PFC級,另一個用於DC-DC。

驅動器

閘極驅動器對整個系統的性能和能效也至關重要。為了充份利用SiC技術,必須高效地驅動SiC MOSFET並確保快速轉換。與歌矽基器元件不同,SiC MOSFET通常工作在線性區域(而不是飽和狀態)。在選擇適當的VGS時需要考慮的一個重要方面是,與矽基元件不同,當VGS增加時,即使在相對較高的電壓下,SiC MOSFET也仍會表現出RDS(ON)的顯著改善。

為了確保最低的RDS(ON),並大大減少導通損耗,建議導通時使用+20V的VGS。對於關斷,建議使用-5V,這樣可以減少「關斷」過渡期間的損耗,並提高堅固耐用性,防止意外導通。此外,高驅動電流是必要的,以實現適合SiC MOSFET的高dV/dt,這也有助於最小化開關損耗。考慮到這一點,PFC和dc-dc級選用NCD57000 5-kV電隔離大電流驅動器。

單通道晶片確保以源/汲電流+4-A和-6-A實現快速開關轉換,並且堅固耐用,顯示出高共模瞬態抗擾能力(CMTI)。由於採用了離散式輸出,導通和關斷的閘極電阻是獨立的(圖5),允許單獨最佳化導通和關斷的dV/dt值並減少損耗。

圖5:帶有DESAT保護和分立輸出的隔離閘極驅動器的簡化應用原理圖。

此外,晶片上的DESAT功能對於確保SiC晶體管所需的快速過流保護非常有利,其特點是短路耐受時間比IGBT更短。下橋驅動系統將複製上橋驅動系統,這是用於快速開關系統的高功率應用中經驗證的好的做法。

隔離和電路的對稱性(上橋和下橋)有助於防止來自不同來源的問題(EMI、雜訊、瞬態等),從而實現一個更堅固的系統。+20-V和-5-V隔離偏置電源將由SECO-LVDCDC3064-SiC-GEVB提供,具有工業標準的引腳排列。

關鍵物料清單

表1概述了將用於設計的關鍵半導體元件和功能區塊。

表1:25-kW EV DC充電樁中採用的關鍵半導體元件。

整合一切

圖6顯示上面介紹的所有系統元件如何在實際設計中組合在一起,以提供一個完整的方案。圖7讓您很好地瞭解實際硬體的外觀。

PFC級位於DC-DC級的頂部,形成了一個緊湊而全面的結構。這些模組的整體尺寸加起來最大為380×345× (200至270) cm (長×寬×高),高度隨封裝的電感元件而異。最終,這些2kW的單元可以堆疊在一起,在一個超快速的EV DC充電樁中實現更高的功率水平。

後續部份簡介

在本系列文章的後續部份,我們將進一步詳細討論三相PFC級和DAB移相轉換器的開發,包括模擬和其他系統考量。最後將展示測試結果。

圖6:25kW EV DC充電樁架構圖。

圖7:實際PFC (左)和dc-dc (右)級的3D模型。SiC模組位於每個散熱器下面。在這些模型中,可以看到閘極驅動電源、通用控制器板(UCB)和被動區塊。

本文作者:

Karol Rendek,安森美系統工程中心應用經理
Stefan Kosterec,安森美系統工程中心應用工程師
Dionisis Voglitsis,安森美應用工程師
Rachit Kumar,安森美系統工程中心資深應用工程師

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