如何將CoolMOS應用於連續導通模式之圖騰級PFC電路

作者 : 林献崇、洪士恆,英飛凌科技應用工程師

為了實現在圖騰柱PFC使用常見之開關元件,本文介紹預充電路的解決方案。相較採用寛能隙半導體,此方案之功率半導體材料較普遍且容易取得,提供使用者做為設計參考...

功因效正(PFC)為將電源的輸入電流塑形為弦波並與與電源電壓同步,最大化地從電源汲取實際功率。在完美的PFC電路中,輸入電壓與電流之間為純電阻關係,無任何輸入電流諧波。目前,升壓拓撲是PFC最常見的拓撲。在效率和功率密度的表現上,必須要走向無橋型,才能進一步減少零件使用,減少功率零件數量與導通路徑上的損耗。在其中,圖騰柱功因效電路(totem-pole PFC)已證明為成功之拓撲結構,其控制法亦趨於成熟。

一般而言,超接面金氧半導體(Super junction MOSFET)在圖騰柱的應用,尤其是針對連續導通模式,效能將會大打折扣。起因為,在控制能量的高頻臂在切換過程中產生的硬切損耗與寄生二極體的逆向恢復損耗。為克服此應用問題,目前在市面上採用的對策多為採用寛能隙半導體。

為了實現在圖騰柱PFC使用常見之開關元件,本文介紹預充電路的解決方案。相較採用寛能隙半導體,此方案之功率半導體材料較普遍且容易取得,提供使用者做為設計參考。

基本工作原理

在介紹新方法之前,首先介紹超接面半導體開關切換暫態特性。因為半導體設計趨勢仍在降低開關損耗以提昇產品功率密度,亦即降低在開關切換過程中V-I交越的損耗,常見半導體廠商的做法為將開關等效輸出電容(Coss)特性設計為非線性曲線:在低壓時,Coss值較大,隨著電壓提升,在接近於中壓時電容值急遽降低,如下圖左Coss特性曲線(本文皆以英飛凌CoolMOS為範例),如此可減少V-I交越的損耗面積。隨著製程技術演進,Coss變化曲線變壓更為急遽,於新舊世代之MOSFET可明顯比較出性能差異,如下圖右為比較新舊世代MOSFET之Coss特性與切換損耗之差異。

圖1:Coss曲線與切換損比較。

針對半橋的應用,兩顆特性相同MOSFET橋接後之輸出電容特性如下圖2。在半橋應用普遍重視零電壓切換,因為MOSFET總輸出電容的儲能損耗(Qoss)與逆向回復特性(Qrr),將大幅增加半橋架構在硬切換時的損耗。在半橋中性點所見之等效輸出電容最大值則發生在任一臂開關為0V的狀態,隨著任一臂電壓提昇至20~30V左右,它廠牌差異,等效輸出容值則急遽降低,此特性將用於接下來將介紹的補償電路。

圖2:半橋CoolMOS Coss電壓變化曲線。

圖3為預充電路的範例,在該拓樸中,二極體模式開關的硬換向發生於每個開關切換週期。在的半橋結構中,考慮在電感中累積的能量,在Q1關閉之後Q2通常會操作在軟切換(Soft Switching)狀態,然而,當Q2關斷時,由於電感電流連續的特性,使得此電流流過其本體二極體。當Q1導通時,則會發生Q2體二極體電流的硬換向。

圖3:針對圖騰柱架構高頻半橋預充電動作示意圖。

通過加入的預充電電路,在二極體模式下運行的MOSFET便可以在通道開啟前預充至特定的電位,例如24V。如此便可大幅的降低Qoss及Qrr相關的損耗。因此可以大幅提高CoolMO在CCM Totem Pole PFC的整體效能。

建議的預充電解決方案需要為半橋中的每個功率開關器件配備額外的零件:高壓肖特基二極體(圖中的D1和D2)和一個低壓的MOSFET(圖中的Q3和Q4)。另外還需要兩個電壓源來驅動半橋和低壓MOSFET (13V)以及MOSFET汲-源端電壓(24V)。此外,驅動器輸入端包含的Rx-Cx和Ry-Cy濾波器為設定PWM至正確的時序控制,不需額外的控制信號。

圖4:圖騰柱架構預充電路時序控制圖。

主要波形如圖4所示,在t0之前的狀態下,電感器透過Q1充電,一旦Q1關閉,電感電流就會流過Q2,首先通過其本體二極體,然後在Q2開啟後流過元件通道。因此,在Totem pole PFC中,Q2開啟時操作在零電壓(ZVS)切換。在t0時,PWM A 訊號拉低準位,經過一定的延遲時間後(Ry與Cy的延遲) ,Q2的閘源極電壓訊號(VGS)也在t1拉低準位。在半橋的死區(Dead time)時間內(t1到t2),電感電流透過Q2的本體二極體續流。在t2之前,Q2的VDS被箝位到地並且所有自舉電容器(CHS_P除外)都被驅動電壓和24V電壓充電(圖5a圖5b)。然後在死區時間(Dead Time)後,PWM B 拉高準位,通過Cx、Rx 產生Q4的短暫閘極電壓。因此,預充電的Q4會在t2開啟(圖5c),預充電電流流經Q4到D2到Q2的網路中,這種預充電流的的幅度必須高於流經Q2本體二極體的續流電流。在預充電流結束時(t3),Q2的汲-源極電壓被預充電至24V。

圖4所示,預充電電流波形有兩個峰值脈衝;第一個在t2和t3之間,與Q2的Coss有關。 第二個在t3和t4之間幅度較小,是為預充電迴路的雜散電感諧振形成。Q1被延遲到t4 開啟,此時Q2的Coss已經被24V所耗盡了。如圖5d所示,當Q1導通時,用於Q3的自舉電容從Q1的自舉電容充電。從圖4可以看出,在Q1或Q2開啟時,預充電的Q4 或Q3都尚未關閉,如此為保證Q1或Q2開啟瞬間的低損耗。如果此脈衝過短,則Q1或Q2在開啟瞬間發生硬換向的可能性很高。如果他在多個連續事件期間發生,則會產生破壞性的結果。

當PWM B訊號拉低準位時,與之前類似,Q1會延遲到t5才關閉(Ry與Cy的延遲)。在通道關閉後,Q1的Coss會充電到400V 而Q2的Coss將放電到0V,從而為Q2產生零電壓切換(ZVS)。PFC 應用中的開關到二極體轉換就是這種情況。在這種情況下,高壓側開關(CHS_DP到Q3到D1)的預充電電路不會對以MOSFET為設計的半橋動作造成任何影響。

當負載或電感電流足夠高時,會使Coss充份被充放電,進而達到零電壓切換(ZVS)的目的。但是,如果電感電流不足以對半橋等效的Coss進行充放電時,則會發生硬切換。可以參考圖4中t5後的虛線,在這種狀況下,施加到Q3的脈衝電壓透過D1將Q1的Coss充電至24V。一旦Q2導通,其汲源極電壓將再次下降到接近於零,實現比較平滑的開關到寄生二極體的轉換。

圖5:預充電路於硬切暫態電流方向示意圖。

測試結果

本章節展示了3300W無橋CCM Totem pole PFC實驗平台的規格與性能。此平台展示板實現了本文中介紹之預充電電路並使用600 V CoolMOS CFD7來實現CCM Totem pole PFC,其寄生二極體特性為低逆向恢復,在極端條件下硬開關不易損壞。如圖6為完整電路圖,高頻部份並聯使用CoolMOS IPT60R090CFD7,預充電電路使用BSZ440N10S3。

圖7為實驗平台數樣穩態和動態條件下的性能和規格。轉換器以65kHz開關頻率運行,僅適用於高壓單電壓輸入。最低交流輸入電壓為176Vac rms。

圖6:實驗平台電路圖。

圖7:效能規格表。

圖8為穩態效率實測結果,顯示了在不同交流電壓下的效率量測值,此量測結果包含控制器及風扇的基本損耗(6W aux power)。

圖8:穩態效率測試結果。

圖9為Totem Pole PFC 的主要運作波型,其中還包含了預充電電路的波形。由波形可見預充電電流只出現在相應的交流週期中,對相反的交流週期沒有影響。

圖9:穩態輸入電壓、電感電流與預充電電電流波形。

圖10圖11分別顯示了0A 和23A電感電流的汲-源極電壓(滿載穩態操作下),包含必要的預充電電流。量測的波形與上一章節所示的電壓電流預充電時序(圖4)吻合。

圖10:空載之預充電電流暫態波形。

圖11:滿載之預充電電流暫態波形。

結論

本文介紹以MOSFET實現無橋連續導通模式圖騰柱PFC的解決方案,該方案在1U的外型尺寸和80W/inch3的功率密度下實現了99%的峰值效率。此實驗平台採用英飛凌600V CoolMOS CFD7系列MOSFET和預充電電路。

該預充電電路透過低壓電壓源提供電荷降低與Qoss 和Qrr的損耗,在前文已介紹預充電之動作原理供讀者知悉。CoolMOS CFD7和預充電電路的組合,以及為低頻臂選用的CoolMOS S7,以高性價比電路展現高性能效率水平。此外,儘管預充電電路增加了半導體數量,但輔助電路皆可使用貼片型封裝,因此可以實現高功率密度的電源設計。

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