為感測器偏置應用打造可調高壓電源

作者 : Lionel Wallace, Jason Fischer & Benjamin Douts,ADI現場應用工程師

本文提出一種利用IC反饋路徑的新穎設計。此電路用於感測器偏置應用,與利用電阻網路提供反饋的設計相較,其精度更高、漂移更低、更具彈性,甚至還能節省成本...

問題:有沒有一種簡單的方法可創建適合感測器偏置應用的高壓電源?

答案:當然,只需使用整合精密反饋電阻的IC。

提供高精度輸出的可調高壓電源很難建構。時間、溫度和生產過程中的差異等帶來的漂移通常都會導致誤差。傳統上用於反饋的阻性網路是常見誤差源。本文提出一種利用IC反饋路徑的新穎設計。此電路用於感測器偏置應用,與利用電阻網路提供反饋的設計相較,其精度更高、漂移更低、更具彈性,甚至還能節省成本。

1顯示建構可調高壓偏置電路的傳統方法。DAC用於產生控制電壓,運算放大器用於提供增益。1中的電路提供~0V至110V的輸出,控制電壓範圍為0V至5V。

由於高壓感測器常常具有相當高的電容性,因此一般使用電阻(R2),將運算放大器輸出與負載隔離,避免潛在的穩定性問題。Figure 1. A traditional approach for a high voltage, adjustable bias circuit.

1:高壓可調偏置電路的傳統方法。

 在某些情況下,這些電路運作得非常好。當需要更高的精度或更一致的長期性能時,利用IC實現反饋是有益的。

IC反饋實作

2所示電路的配置考慮了以下設計目標:

  • 控制電壓:0V至5V
  • 輸出電壓可調範圍:~0V至110V
  • 輸出電流 > 10mA
  • 初始精度:±0.1%(典型值)
  • 無需外部精密電阻

2中的電路主要由三部份組成:控制電壓、積分器和反饋路徑。如上文所述,反饋由IC而非電阻網路提供。

控制電壓輸入範圍為0V至5V。22倍電路增益提供從~0V (0V×22)到110V (5V×22)的輸出偏置電壓。為了產生控制電壓,可以選擇ADI AD5683R。AD5683R是一款內建2ppm/°C參考電壓源的16位元nanoDAC®選擇5V輸出範圍,使電路能以~1.68 mV步進提供從~0V到110V的偏置電壓。

積分器可以選擇 LTC6090 。LTC6090是一款高壓運算放大器,能夠提供軌對軌輸出和微微安培輸入偏置電流。低輸入偏置電流對於實現所需的高精度至關重要。此外,LTC6090提供的開迴路增益典型值大於140dB,因此有限迴路增益導致的系統誤差大幅減小。

LTC6090將反饋電壓與控制電壓進行比較,並將差值(即誤差)積分,從而將輸出(VBIAS)調整到所需的設定值。由R1和C1形成的時間常數設定積分時間,這不會影響放大器精度,因此不需要精密元件。為進行測試,負載建模為11kΩ電阻與2.2μF電容並聯。Figure 2. An LTspice® schematic for ~0 V to 110 V bias.

2~0V110V偏置的LTspice原理圖。

Figure 3. A screenshot from the LT1997-2 design tool with attenuation = 22.

3LT1997-2設計工具的螢幕截圖,衰減 = 22

LT1997-2 差動放大器為反饋迴路提供22倍(增益= 0.4545…)的衰減。實現22倍衰減所需的連接可以透過 LTC1997-2線上計算器輕鬆確定。該工具的螢幕截圖如3所示。LT1997-2極具彈性,支援廣泛的增益/衰減組合。

Figure 4. The LT1997-2 eval board (gain is set via jumpers and additional wire).

圖4:LT1997-2評估板(增益透過跳線和附加導線設定)

產生控制電壓

利用AD5683R評估板設定電路的控制電壓。該板透過USB埠連接到運行 ADI ACE (分析、控制、評估)軟體的筆記型電腦。ACE提供了一個簡單的GUI以配置AD5683R並設定DAC輸出電壓。輸出電壓提供高壓偏置輸出的設定值。

Figure 5. Block diagram of test configuration.

5:測試配置方塊圖。

Figure 6. A screenshot of the ACE interface for the AD5683R eval board.

6AD5683R評估板的ACE介面截圖。

直流精度

17中的測量在24°C環境溫度下使用Keysight 34460A DMM進行。AD5683R評估板的輸出校準到四個小數位,並透過ADI的ACE軟體進行控制。這些結果來自一組電路板,不代表最小/最大規格。

控制電壓(V) 期望偏置電壓(V) 實測偏置電壓(V) 誤差(%)
0.0000 0 0.0121
0.5000 11 11.004 0.036%
1.0000 22 22.005 0.023%
1.5000 33 33.005 0.015%
2.0000 44 44.005 0.011%
2.5000 55 55.007 0.013%
3.0000 66 66.007 0.011%
3.5000 77 77.008 0.010%
4.0000 88 88.008 0.009%
4.5000 99 99.010 0.010%
5.0000 110 110.009 0.008%

表1:實測輸出電壓與預期輸出電壓。Figure 7. Output voltage error vs. bias voltage.

7:輸出電壓誤差與偏置電壓的關係。

請注意,在~40V輸出以下,誤差由電路內的放大器失調主導。在低偏置電壓下,失調的幅度比增益誤差更大。在較高偏置電壓下,失調貢獻的誤差百分比較小,增益誤差占主導地位。本文後面會提供誤差分析和更詳細資訊。

交流響應

將一個階躍函數應用於不同電壓的控制輸入。測量輸出和反饋電壓(參見810)。請注意,偏置電壓以斜坡形式平滑地變至所需的值。

Figure 8. Step response (0 V to 1 V control input).

8:階躍響應(0V1V控制輸入)

Figure 9. Step response (0 V to 2.5 V control input).

9:階躍響應(0V2.5V控制輸入)

Figure 10. Step response (0 V to 5 V control input).

10:階躍響應(0V5V控制輸入)

啟動波形

觀察電源和訊號的啟動波形。這是為了確保不會將高電壓意外應用於偏置輸出。AD5683R提供從0V開始的控制電壓。隨著電源電壓升高,在偏置輸出端觀察到~3V的小毛刺。鑒於偏置輸出的高壓性質,這對測試目的而言是可以接受的。

如果要在生產系統中使用該電路,建議控制電源時序,使得控制電壓首先應用,然後高壓電源啟動。該上電順序將能避免啟動過程中偏置電壓輸出端出現高壓尖峰對的可能性。一款簡單的時序控制器(如 ADM1186 )便足以實現該功能。

Figure 11. Start-up waveforms—power supplies.

11:啟動波形電源。

Figure 12. Start-up waveforms—signals.

12:啟動波形訊號。

測試設定照片

LTC6090評估板安裝在LT1997-2評估板的底部。測試設定只需要修改這些評估板。DAC和電源評估板以庫存配置使用,為簡單起見不予以顯示。Figure 13. The LT1997-2 eval board with the LTC6090 eval board mounted on the bottom.

13LT1997-2評估板和安裝在底部的LTC6090評估板。

誤差分析

接著執行誤差分析。電路中的主要誤差源及其典型值和最大值如2所示。

經計算,110V偏置輸出時的最大誤差為0.0382%或42mV,其中包括元件變化和全溫度範圍(-40°C至+125°C)內的變化所產生的全部誤差。經計算,110V偏置輸出時的典型誤差為0.00839%,這與實測結果(0.008%或9mV)相吻合。測試期間使用的硬體由±5V、24V和120V電源供電。

  產品手冊中的最大誤差*      
  誤差 (%) 誤差 (µV) 誤差 (nA) 反饋節點誤差(µV) 偏置節點誤差(mV)   控制電壓=1V時的誤差;輸出=22V (%) 控制電壓=5V時的誤差;輸出=110V (%)
LT1997-2增益 0.008           0.0080 0.0080
LT1997-2電壓失調   200   282 6.204   0.0282 0.0056
LT1997 IB失調     10 227 4.994   0.0227 0.0045
LTC6090失調   1000   1000 22   0.1000 0.0200
    總誤差(%): 0.1589 0.0382

 

  產品手冊中的典型誤差**      
  誤差 (%) 誤差 (µV) 誤差 (nA) 反饋節點誤差(µV) 偏置節點誤差(mV)   控制電壓=1V時的誤差;輸出= 22V (%) 控制電壓=5V時的誤差;輸出=110V (%)
LT1997-2增益 0.001           0.00100 0.00100
LT1997-2電壓失調   20   28.2 0.6204   0.00282 0.00056
LT1997 IB失調     0.5 11.35 0.2497   0.00114 0.00023
LTC6090失調   330   330 7.26   0.03300 0.00660
    總誤差(%): 0.03796 0.00839

表2:輸出電壓誤差分析。(* 包括元件變化和全溫度範圍;** 25°C時)。

IC反饋與傳統電阻網路反饋的比較

比較1所示傳統方法與2所示IC反饋方法的幾個設計指標。對於此比較,選擇LT1997-2 (參見14)作為反饋網路的IC。請注意,LT1997-2中嵌入了高度匹配的精密電阻。

  離散式電阻 LT1997-2 備註*
尺寸   2× (3.1 mm × 1.6 mm) vs. (4 mm × 4 mm)
成本 ✔✔✔   2 × ($0.11) vs. $3.39 (~千片價格)
電阻精度   ✔✔ 0.1% vs. 0.008%
溫度漂移   ✔✔ 25 ppm/°C vs. 1 ppm/°C
最大感測器電壓   200 V與270 V

表3:LT1997-2與兩個1206離散式精密電阻的比較(注意:選擇1206是因為其工作電壓為200V)(*RT1206BRD07150KL,千顆價格來自Digi-Key 2020年12月的資料;LT1997-2IDF#PBF,千顆價格來自ADI網站2020年12月的資料)。

  金屬膜電阻網路 LT1997-2 備註*
尺寸   ✔✔ (8.9mm × 3.5mm × 10.5mm) vs. (4mm × 4mm × 0.75mm) 電阻為通孔式,10.5mm高
成本   ✔✔✔ $22.33 vs. $3.76 (~500顆價格)
電阻精度 旗鼓相當 旗鼓相當 0.005% vs. 0.008%
溫度漂移 旗鼓相當 旗鼓相當 1.5 ppm/°C vs. 1 ppm/°C
最大感測器電壓   350 V與270 V

表4:LT1997-2與金屬膜電阻網路比較(Y0114V0525BV0L,500顆價格來自Digi-Key 2020年12月的資料;LT1997-2IDF#PBF,500顆價格來自ADI網站2020年12月的資料)。

  矽基電阻網路 LT1997-2 備註*
尺寸   (3.04mm × 2.64mm) vs. (4mm× 4mm)
成本   $1.90 vs. $3.39(~千片價格)
電阻精度   0.035% vs. 0.008%
溫度漂移 旗鼓相當 旗鼓相當 1 ppm/°C vs. 1 ppm/°C
最大感測器電壓   ✔✔ 80V與270V

表5:LT1997-2與矽基精密電阻比較(MAX5490VA10000+,千顆價格來自Maxim網站2020年12月的資料
LT1997-2IDF#PBF,千顆價格來自ADI網站2020年12月的資料)。

雖然LT1997-2比兩個晶片電阻貴得多,但其性能要好得多。相較於金屬膜電阻網路,LT1997-2在尺寸和成本方面均有優勢。與矽基電阻網路相比,LT1997-2在精度和工作電壓方面有優勢。此外,相較於所有競爭解決方案,LT1997-2內整合不同電阻值是一個優點,在需要的時候能夠透過外部跳線提供增益彈性。

使用整合精密電阻的IC還有一個可能不是很明顯的優點。放大器的求和結埋在元件內,未暴露給PCB。因此,這些敏感節點得以免受干擾輸入的影響。另外,在許多增益配置中,內部電阻外接到地或輸出,避免了可能影響電路精度的洩漏路徑。洩漏路徑是較高電壓電路中的常見誤差源。

結論

可調高壓偏置電路傳統上採用運算放大器,透過電阻反饋網路產生精密輸出。雖然這種方法很容易理解,但實現精密、可重複的性能很困難。利用IC而不是電阻網路來提供反饋將可以提供更準確、更一致性的結果。

 

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