如何確保電流回饋放大器的穩定性?

作者 : Tom Kugelstadt,瑞薩電子(美國)首席應用工程師

由於高增益峰值及其他各種原因,電流回饋放大器可能變得不穩定、出現極端情況甚至進入振盪狀態。本文介紹了如何確保放大器穩定性的設計技巧,包括須知與禁忌,無需深入研究基本數學原理即可設計出穩定的放大器電路。

由於高增益峰值及其他各種原因,電流回饋(CFB)放大器可能變的不穩定、出現極端情況甚至進入振盪狀態。放大器不穩定的原因有兩個,回饋電阻值過低,以及引入對地的寄生輸入、輸出電容。小電容會導致放大器的頻率回應在高頻時達到峰值,同時高電容值會迫使元件進入自持振盪,忽略任何輸入訊號的激勵。

本文將介紹如何確保放大器穩定性的設計技巧,包括須知與禁忌,無需深入研究基本數學原理即可設計出穩定的放大器電路。

最大限度降低寄生電容對放大器穩定性影響的方法主要有三種:

1.良好的佈線技術,以最大限度減少寄生電路板和探頭電容;

2.使用CFB放大器廠商規定的回饋和增益電阻值,保證提供足夠的相位裕度以承受較小的寄生電容;

3.利用補償技術,最大限度降低頻率回應峰值和脈衝回應過衝。

電路板佈線技巧

最佳化電路性能,使CFB放大器效果達到最佳,需特別注意:電路板佈線寄生、外部元件類型和電阻值。以下建議有助於最佳化電路性能(圖1和圖2):

  • 使用去耦電容對電源接腳進行低頻和高頻緩衝。對於高頻,並聯使用100nF和100pF電容,並將它們安置在距離電源接腳不到6mm的位置。對於低頻,使用6.8μF鉭電容,可距離放大器更遠,並允許在其他設備間共用。避免使用窄電源和接地走線,儘量減少走線電感,特別是電源接腳和去耦電容間的走線電感;
  • 由於放大器的輸出和反相輸入接腳對寄生電容最敏感,因此將輸出電阻RS (如需要)靠近輸出接腳處,回饋和增益電阻(RF和RG)靠近反相輸入,將各自接腳與所有走線電容隔離;
  • 在非反相輸入處增加RIN和CIN預留位置,以補償由反相輸入端的寄生電容(CPI)引起的增益峰值;
  • 確定是否需要輸出隔離電阻。低寄生電容負載(<5pF)通常不需要RS。此外,更高的寄生輸出電容可在沒有RS的情況下驅動,但需要更高的閉迴路增益設置;
  • 保持輸入和輸出接腳周圍無接地層和無電源層的區域,儘量減輕交流接地相關電容的積聚。在電路板的其他地方,接地層和電源層應保持完好;
  • 透過100Ω電阻將每個測試點連接到要測量的走線,並隔離探針電容示波器與訊號走線。

圖1 具備寄生電容和補償元件RS、RIN及CIN 的CFB放大器。

圖2 無接地視窗的雙層PCB推薦佈線。

使用既定RF

CFB放大器廠商通常指定多個RF值,每個RF值對應不同的增益設置。使用推薦的電阻值可確保最佳性能,而不會帶來(或造成很小幅度的)峰值增益或頻寬損失;偏離這些值則會改變放大器性能。圖3中顯示了在訊號增益為2時使用不同RF值的情況,可見,當指定值RF = 1.1kΩ時達到最佳性能。但當RF提高至1.5kΩ時,出現頻寬損失,而當RF降低到600Ω時,會產生增益峰值(圖4)。

因此,要獲得最佳性能,請遵循廠商建議的RF值。

圖3 使用資料表中指定的RF值可確保最佳性能。

圖4 偏離指定的RF值會導致增益達到峰值或降低頻寬。

補償寄生電容的影響

為區分輸入端(CPI)和輸出端(CPO)的寄生電容,可進行脈衝回應測試。CPI通常小於CPO,並會導致短暫訊號過衝;而CPO通常會造成訊號振鈴現象延長(圖5)。當然,若CPI > CPO,情況則會反轉;然而這種情況很少發生。

圖5 CPI引起的訊號過衝與CPO導致的訊號振鈴現象。

寄生輸入電容CPI

反相輸入端(CPI)的寄生電容通常較小(0.5~5pF),由佈線雜散電容和表面黏著電阻RG的固有分流電容組成。CPI、RF、RG共同在放大器回饋路徑中形成低通特性,在放大器傳遞函數VO/VI中轉換為高通特性。

這種高通特性可在非反相放大器輸入端用R-C低通濾波器進行補償。為此,非反相輸入端的輸入電容須與反相輸入端的寄生電容相匹配(CIN = CPI),且RIN值必須等於回饋和增益電阻的並聯值(RIN = RF||RG)。

圖6 透過RIN-CIN消除增益峰值。

圖7 透過RIN-CIN減少過衝。

圖6和圖7顯示了圖1中電路的頻率和脈衝回應。當放大器以G = 2運作時,其中RF = RG為廠商規定的最佳性能電阻值。圖6和圖7中的其他觀察結果包括:

  • 當CPI= 0時,黑色曲線所示的頻率和脈衝回應既未出現增益峰值也未出現過衝。對於10MHz的±100mV測試輸入,標稱增益為6dB,脈衝幅度為±200mV;
  • 當CPI= 5pF時,紅色曲線所示的頻率和脈衝回應顯示增益峰值接近21dB,過衝為±1V;
  • 在補償情況下(藍色曲線),當CIN= CPI= 5pF ,且RIN = RF||RG = RF/2時,頻率和脈衝回應分別顯示增益峰值和過衝降低至0.5dB和±45mV。

寄生輸出電容CPO

放大器輸出端(CPO)寄生電容還包含佈線雜散電容,但大部分通常來自較大的負載電容,例如瞬態抑制器和電流導引二極體的結電容、電纜電容,類比數位轉換器及其他放大器的輸入電容。因此,CPO的總值可低至20pF,也可能達到幾個100pF。

綜上所述,通常較小的寄生輸出電容對傳遞函數幾乎沒有影響,但較大的CPO值會導致高增益峰值,並且脈衝回應會延長振鈴。圖8和圖9顯示了輸出電容為20pF的影響,其增益峰值小於1dB,且僅出現低於30mV的小過衝。若需要補償CPO,則稍微提高RF、RG值即可。

圖8 利用較高RF值補償較小CPO值。

圖9 補償結果顯示幾乎無法區分的脈衝回應。

與此相反,補償較大的輸出電容十分必要。圖10和圖11顯示了在未進行補償的情況下,傳遞函數達到約15dB的增益峰值,且CPO為500pF時(紅色曲線)脈衝回應中的長時間訊號振鈴。即使提高RF、RG電阻值,改善效果也十分有限(藍色曲線)。不過,安置串聯電阻(RS)可將放大器輸出與容性負載隔離(參見圖1電路)。在此類比中,需要一個僅為3.9Ω的小RS值將增益峰降至0.5dB以下,同時將訊號過衝從±400mV降低到±50mV。

圖10 高CPO值需要額外的隔離電阻RS

圖11 透過RS補償顯著改善脈衝回應。

結論

本文中重點探討的設計以確保放大器的穩定性,總結如下:

  • 應用良好的佈線技術將寄生電容降至最低;
  • 使用6.8μF、100nF和100pF電容為電源電壓提供低頻和高頻緩衝;
  • 在測試點和待測量走線間插入100Ω電阻,隔離探針電容與訊號走線;
  • 使用資料表中指定的電阻值;
  • 進行初始脈衝回應測試,以區分寄生輸入和輸出電容;
  • 透過R-C低通濾波器補償非反相訊號輸入端的寄生輸入電容;
  • 提高RF和RG值,補償較小寄生輸出電容;
  • 插入低值隔離電阻RS,補償較大的寄生輸出電容。

參考資料

1.AN1306,如何規避軌到軌CMOS放大器的不穩定性,2007年9月

2.AN9663,從電壓回饋轉換為電流回饋放大器,2006年3月

3.AN9420,電流回饋放大器理論與應用,1995年4月

4.AN9787,一種瞭解電流回饋放大器的直觀方法,2004年10月

5.AN1106,實際電流回饋放大器設計參考,1998年3月

(參考原文:Keeping current feedback amplifiers stable,by Tom Kugelstadt,EDN China Jenny Liao編譯)

 

 

 

 

 

 

 

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