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如何確保電流回饋放大器的穩定性？

作者 : Tom Kugelstadt，瑞薩電子(美國)首席應用工程師

由於高增益峰值及其他各種原因，電流回饋放大器可能變得不穩定、出現極端情況甚至進入振盪狀態。本文介紹了如何確保放大器穩定性的設計技巧，包括須知與禁忌，無需深入研究基本數學原理即可設計出穩定的放大器電路。

由於高增益峰值及其他各種原因，電流回饋(CFB)放大器可能變的不穩定、出現極端情況甚至進入振盪狀態。放大器不穩定的原因有兩個，回饋電阻值過低，以及引入對地的寄生輸入、輸出電容。小電容會導致放大器的頻率回應在高頻時達到峰值，同時高電容值會迫使元件進入自持振盪，忽略任何輸入訊號的激勵。

本文將介紹如何確保放大器穩定性的設計技巧，包括須知與禁忌，無需深入研究基本數學原理即可設計出穩定的放大器電路。

最大限度降低寄生電容對放大器穩定性影響的方法主要有三種：

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1.良好的佈線技術，以最大限度減少寄生電路板和探頭電容；

2.使用CFB放大器廠商規定的回饋和增益電阻值，保證提供足夠的相位裕度以承受較小的寄生電容；

3.利用補償技術，最大限度降低頻率回應峰值和脈衝回應過衝。

電路板佈線技巧

最佳化電路性能，使CFB放大器效果達到最佳，需特別注意：電路板佈線寄生、外部元件類型和電阻值。以下建議有助於最佳化電路性能(圖1和圖2)：

使用去耦電容對電源接腳進行低頻和高頻緩衝。對於高頻，並聯使用100nF和100pF電容，並將它們安置在距離電源接腳不到6mm的位置。對於低頻，使用6.8μF鉭電容，可距離放大器更遠，並允許在其他設備間共用。避免使用窄電源和接地走線，儘量減少走線電感，特別是電源接腳和去耦電容間的走線電感；
由於放大器的輸出和反相輸入接腳對寄生電容最敏感，因此將輸出電阻R_S (如需要)靠近輸出接腳處，回饋和增益電阻(R_F和R_G)靠近反相輸入，將各自接腳與所有走線電容隔離；
在非反相輸入處增加R_IN和C_IN預留位置，以補償由反相輸入端的寄生電容(C_PI)引起的增益峰值；
確定是否需要輸出隔離電阻。低寄生電容負載(<5pF)通常不需要R_S。此外，更高的寄生輸出電容可在沒有R_S的情況下驅動，但需要更高的閉迴路增益設置；
保持輸入和輸出接腳周圍無接地層和無電源層的區域，儘量減輕交流接地相關電容的積聚。在電路板的其他地方，接地層和電源層應保持完好；
透過100Ω電阻將每個測試點連接到要測量的走線，並隔離探針電容示波器與訊號走線。

圖1 具備寄生電容和補償元件R_S、R_IN及C_IN 的CFB放大器。

圖2 無接地視窗的雙層PCB推薦佈線。

使用既定R_F值

CFB放大器廠商通常指定多個R_F值，每個R_F值對應不同的增益設置。使用推薦的電阻值可確保最佳性能，而不會帶來(或造成很小幅度的)峰值增益或頻寬損失；偏離這些值則會改變放大器性能。圖3中顯示了在訊號增益為2時使用不同R_F值的情況，可見，當指定值R_F = 1.1kΩ時達到最佳性能。但當R_F提高至1.5kΩ時，出現頻寬損失，而當R_F降低到600Ω時，會產生增益峰值(圖4)。

因此，要獲得最佳性能，請遵循廠商建議的R_F值。

圖3 使用資料表中指定的R_F值可確保最佳性能。

圖4 偏離指定的R_F值會導致增益達到峰值或降低頻寬。

補償寄生電容的影響

為區分輸入端(C_PI)和輸出端(C_PO)的寄生電容，可進行脈衝回應測試。C_PI通常小於C_PO，並會導致短暫訊號過衝；而C_PO通常會造成訊號振鈴現象延長(圖5)。當然，若C_PI > C_PO，情況則會反轉；然而這種情況很少發生。

圖5 C_PI引起的訊號過衝與C_PO導致的訊號振鈴現象。

寄生輸入電容C_PI

反相輸入端(C_PI)的寄生電容通常較小(0.5~5pF)，由佈線雜散電容和表面黏著電阻R_G的固有分流電容組成。C_PI、R_F、R_G共同在放大器回饋路徑中形成低通特性，在放大器傳遞函數V_O/V_I中轉換為高通特性。

這種高通特性可在非反相放大器輸入端用R-C低通濾波器進行補償。為此，非反相輸入端的輸入電容須與反相輸入端的寄生電容相匹配(C_IN = C_PI)，且R_IN值必須等於回饋和增益電阻的並聯值(R_IN = R_F||R_G)。

圖6 透過R_IN-C_IN消除增益峰值。

圖7 透過R_IN-C_IN減少過衝。

圖6和圖7顯示了圖1中電路的頻率和脈衝回應。當放大器以G = 2運作時，其中R_F = R_G為廠商規定的最佳性能電阻值。圖6和圖7中的其他觀察結果包括：

當C_PI= 0時，黑色曲線所示的頻率和脈衝回應既未出現增益峰值也未出現過衝。對於10MHz的±100mV測試輸入，標稱增益為6dB，脈衝幅度為±200mV；
當C_PI= 5pF時，紅色曲線所示的頻率和脈衝回應顯示增益峰值接近21dB，過衝為±1V；
在補償情況下(藍色曲線)，當C_IN= C_PI= 5pF ，且R_IN = R_F||R_G = R_F/2時，頻率和脈衝回應分別顯示增益峰值和過衝降低至0.5dB和±45mV。

寄生輸出電容C_PO

放大器輸出端(C_PO)寄生電容還包含佈線雜散電容，但大部分通常來自較大的負載電容，例如瞬態抑制器和電流導引二極體的結電容、電纜電容，類比數位轉換器及其他放大器的輸入電容。因此，C_PO的總值可低至20pF，也可能達到幾個100pF。

綜上所述，通常較小的寄生輸出電容對傳遞函數幾乎沒有影響，但較大的C_PO值會導致高增益峰值，並且脈衝回應會延長振鈴。圖8和圖9顯示了輸出電容為20pF的影響，其增益峰值小於1dB，且僅出現低於30mV的小過衝。若需要補償C_PO，則稍微提高R_F、R_G值即可。

圖8 利用較高R_F值補償較小C_PO值。

圖9 補償結果顯示幾乎無法區分的脈衝回應。

與此相反，補償較大的輸出電容十分必要。圖10和圖11顯示了在未進行補償的情況下，傳遞函數達到約15dB的增益峰值，且C_PO為500pF時(紅色曲線)脈衝回應中的長時間訊號振鈴。即使提高R_F、R_G電阻值，改善效果也十分有限(藍色曲線)。不過，安置串聯電阻(R_S)可將放大器輸出與容性負載隔離(參見圖1電路)。在此類比中，需要一個僅為3.9Ω的小R_S值將增益峰降至0.5dB以下，同時將訊號過衝從±400mV降低到±50mV。