Coss滯回損耗在高密度電源適配器應用中的影響

作者: Nico Fontana,英飛凌(Infineon)資深應用工程師

如今人們比以往任何時候都更依賴電子設備。這對功率半導體產業有何影響呢?這些可攜式產品需要依靠電池供電,因此,能夠使用它們的根本前提是有充電器或適配器(取決於額定功率)來給它們充電,而這就是微電子技術的用武之地…

如今人們比以往任何時候都更依賴電子設備。隨著智慧型手機、平板電腦和筆記型電腦等電子產品的便攜化,它們佔據了我們日常生活中越來越多的空間和時間。由於能夠即時和無縫地接觸到世界各地的其他人群和資訊,持續、無限和無界的溝通、聯繫和任務分配已成為生活標配。

這對功率半導體產業有何影響呢?這些可攜式產品需要依靠電池供電,因此,能夠使用它們的根本前提是有充電器或適配器(取決於額定功率)來給它們充電,而這就是微電子技術的用武之地。在確定了需要充電器/適配器來為我們(智慧)設備的電池充電之後,下面的問題是:我們願意花費多少時間在充電上?答案顯而易見:越少越好,這正是快速充電越來越受歡迎的原因,但是快速充電只能透過提高充電器/適配器的供電能力來實現。除了充電時間,充電器的重量也是需要重點考慮的因素——因為通常需要隨身攜帶,所以充電器當然是越輕越好。這就是為什麼需要功率密度更高的充電器/適配器,以便它們能在物理尺寸或重量不增加的情況下輸出更大的功率。

助力充電器和適配器達到更高功率密度

 就一個全封閉的適配器而言,在透過高開關頻率或封裝創新來縮小尺寸的同時,還必須考慮到效率的提高,以便能夠使元件和適配器外殼維持較低的溫度。圖1以一個65W的適配器為例,展示了功率密度與將適配器外殼溫度維持在70℃以下所需最低效率之間的關係。顯然,要想將功率密度提高到20W/in3以上,適配器的效率必須達到92.5%以上。通常情況下,對於擁有通用輸入電壓範圍(90Vac-264Vac)的充電器和適配器而言,滿足最低效率要求所需的關鍵工作點參數為:

  • 最大連續輸出功率;
  • 最小輸入電壓(通常為90Vac)。

這其中的原因是,在上述工作點下,傳導損耗達到最大,從而使整體效率相比高輸入電壓的情況變差。

圖1 就65W適配器而言,功率密度與將適配器外殼溫度維持在70℃以下所需最低效率之間的關係。

單開關準諧振(QR)返馳拓撲在電源適配器應用中受到廣泛採用:它的工作模式為非連續導通模式(DCM),能在低輸入電壓情況下實現零電壓開關(ZVS),在高輸入電壓情況下實現部分硬開關。但是,由於在高輸入電壓時發生硬開關工作,加上無法回收變壓器洩漏能量,因此適配器可以達到的最大開關頻率會受到限制。

為了克服這些局限,設計人員正在開發具備以下特性的拓撲:

  • 在任何輸入電壓和負載情況下實現零電壓開關工作;
  • 回收變壓器洩露能量。

眾所周知,主動鉗位返馳(ACF)是一種能同時滿足上述兩條要求的拓撲。零電壓開關工作可以避免開通損耗,實現相對較高的開關頻率(通常高於120kHz)。此時,剩餘的影響MOSFET的主要損耗機制只有關斷損耗、傳導損耗和所謂的「Coss滯回損耗」——將在下一節中講述。

Coss滯回損耗

如前所述,要想以高密度適配器通常使用的相對較高開關頻率進行高效地工作,必須使用零電壓開關技術。零電壓開關技術能讓元件實現零電壓開關,也即MOSFET只有在漏源電壓達到0V(或者接近0V的值)時才能開通。這種模式可以避免在總開關損耗中通常佔據主導地位的開通損耗,遺憾的是,由於輸出電容的「非無損」特性,所有高壓超結(SJ)MOSFET都面臨一種額外的損耗。也就是說,當MOSFET輸出電容(Coss)經過充電然後再放電時,會有部分能量受到損失,因此即使在零電壓開關條件下工作,也無法恢復儲存在輸出電容中的全部能量(Eoss)。這種現象與Coss的滯回特性有關,在0V~100V之間完成一個Coss充放電週期時,借助大訊號測量即可觀察到這種現象,如圖2所示。這就是這類損耗通常被稱為Coss滯回損耗(簡稱為Eoss,hys)的原因。

圖2 Coss的滯回特性。

由該損耗機制引起的功率損耗取決於:

  • 技術:當晶片尺寸乃至RDS(on)相同時,不同技術的Eoss,hys不同,比如CoolMOS PFD7和CoolMOS P7的Eoss,hys就不同;
  • 擊穿電壓:對於同樣的技術,Eoss,hys隨電壓等級的提高而增加,也即650V元件的Eoss,hys通常比基於相同技術的600V元件大;
  • 開關頻率fsw:由於Coss的充放電週期在每個開關週期內都會發生一次,因此由該損耗機制引起的功率損耗與開關頻率(fsw)成正比。
  • RDS(on)等級:這個損耗不僅會影響元件的Coss,而且取決於晶片尺寸,也即對於同樣的技術,RDS(on)較小的MOSFET會表現出較大的Eoss,hys損耗。

600V CoolMOS PFD7與CoolMOS P7相比,Coss滯回損耗降低了41%,從而使零電壓開關應用中的效率得到顯著提升。

MOSFET損耗的主要來源

為了更好地估計Coss滯回損耗對最終應用的影響,可以利用模擬和計算來確定擊穿損耗。圖3以基於ACF拓撲的65W適配器為例,顯示了在低輸入電壓和滿載情況下(如前所述,從殼溫的角度來看,這是適配器最為關鍵的工作點),不同損耗機制對高邊(HS)和低邊(LS)MOSFET總損耗的影響。零電壓開關經過最佳化,可以降低總系統損耗,即在25V時導通低邊MOSFET(部分零電壓開關模式),而高邊MOSFET工作在完全零電壓開關模式下。

圖3 就65W適配器而言,不同損耗機制對高邊和低邊MOSFET總損耗的影響。

從圖中可以看出,當高邊和低邊開關都使用120mΩ 600V CoolMOS P7(IPA60R120P7)SJ MOSFET時,Coss滯回損耗佔MOSFET總損耗(高邊+低邊)的44%,而傳導損耗以40%的佔比成為第二大的影響機制。包括閘極驅動損耗,以及開通和關斷損耗在內的所有其他損耗機制,在總損耗中的佔比只有不到20%。

在已經確定Coss滯回損耗對低輸入電壓和滿載條件下的效率有重大影響,且將600V CoolMOS PFD7針對這些損耗進行了專門最佳化之後,接下來自然是將CoolMOS P7(IPA60R120P7)替換成新的CoolMOS PFD7(IPAN60R125PFD7S),以便對應用中的實際損耗降低進行量化。

如圖3所示,將CoolMOS P7替換成PFD7後,元件總損耗降低了22%(0.33W),這對適配器的最終效率有非常積極的影響。

實驗結果

為了用實驗驗證用CoolMOS PFD7替換CoolMOS P7可以降低MOSFET的損耗,在低輸入電壓和約155kHz的開關頻率下,對ACF測試板進行了全面的測量。圖4所示為CoolMOS P7與CoolMOS PFD7之間的效率差別:可以看出,CoolMOS PFD7在整個負載範圍內具有明顯的效率優勢。這兩種技術之間的效率差別在輕載情況下變得更大,但隨電流的增大而變小。這是因為,雖然Coss滯回損耗對MOSFET總損耗的影響與負載無關,但傳導損耗卻與負載有關。因此,在輕載情況下,Coss滯回損耗較小的MOSFET,效率所受的影響更加明顯。

圖4 CoolMOS P7與CoolMOS PFD7之間的效率差別。

現在從殼溫的角度考慮最關鍵的工作點,如前所述,即滿載、低輸入電壓(90Vac)的情況,CoolMOS PFD7在該工作點下的效率可以提升0.34%,這可使MOSFET殼溫降低5℃,從而降低適配器外殼過熱的風險。效率提高帶來的另一個結果如圖5所示,圖中繪出了假設適配器外殼最高溫度為70℃時,CoolMOS PFD7和P7所能達到的功率密度極限。由於效率提高,PFD7可將最高功率密度極限提高到20W/in3以上,比P7提高1.8W/in3

圖5 透過CoolMOS PFD7實現的功率密度提升。

 600V CoolMOS PFD7

如前文所述,Coss滯回損耗對適配器應用的效率乃至功率密度都有顯著影響。600V CoolMOS PFD7的Coss滯回損耗降低,因而效率更高。此外,由於它面向的是消費類市場,所以它的價格已針對該市場進行了調整。

 

 

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