音訊功率放大器的溫度漂移補償

作者: Federico Coppede,EDN

本文介紹的技術可以補償直接耦合AB類音訊功率放大器輸出中的DC電壓漂移。直接耦合輸出的主要好處是改善了低音回應,由於該設計省去了隔直電容,因此其低頻傳輸特性得到了顯著改善。

本文介紹的技術可以補償直接耦合AB類音訊功率放大器輸出中的DC電壓漂移。直接耦合輸出的主要好處是改善了低音回應,由於該設計省去了隔直電容,因此其低頻傳輸特性得到了顯著改善。

圖1顯示了一個電容耦合輸出,其低頻截止頻率由負載(通常為8Ω)和電容Cc所決定。在這個例子中,電容Cc可阻止輸出中出現任何的DC偏移。

圖1 電容耦合輸出的低頻截止頻率由負載、電容Cc和輸出網路所決定。

直接耦合輸出則不是這種情況(圖2)。其低頻截止頻率不受輸出限制,因此前級的任何波動都會引起DC值波動,從而導致DC電流流經負載(揚聲器)。除了會降低放大器的動態範圍和總諧波失真(THD)之外,這也是有時在打開或關閉離散音訊放大器時會聽到「喀噠」聲的原因。

圖2 直接耦合輸出的低頻截止頻率不受輸出限制。

為了糾正這個問題,以下將先進行深入分析,瞭解離散雙極性接面型電晶體(BJT)音訊放大器DC偏移背後的原因。接下來將設計一種方法來消除或至少減輕這個問題,首先,建立一個簡單的放大器模型,包括主要的階段(圖3)。

圖3 放大器的簡單模型。

顧名思義,電壓放大器級(VAS)這個系統元件,是用於放大來自輸入的訊號,從而透過驅動器級(通常是共射極)驅動AB級。驅動器連接到AB級,即一個互補式射極跟隨器,可提供高電流增益。最後,負反饋環路(對VAS的增益產生影響)使整個系統成為線性並穩定。

VAS通常使用差分放大器架構來設計,其一側接收輸入訊號,另一側接收負反饋訊號。為了簡單起見,這裡用一個運算放大器代替VAS(僅用於說明偏移問題),分析各級和偏移之間的關係——下文會透過數學進行更多討論。

圖4顯示了簡化的VAS和驅動器。這個簡單模型可以提供有關輸出DC偏移的重要瞭解。R1和R2形成局部負反饋,而Rf1和Rf2則形成全域負反饋網路。驅動器通常為一個共射極級,可產生負增益-G。因為射極跟隨器的電壓增益約為-1,所以為簡單起見,這裡將AB級忽略。

圖4 VAS和驅動器的簡化模型,可提供有關輸出DC偏移的重要瞭解。

VAS增益由R1和R2之間的關係,R2≥R1,和Va1=Va2=Va確定。驅動器增益非常高,因此整個放大器增益取決於Rf1和Rf2之間的關係:

(Vin-Va)/R1=(Va-Vo’)/R2

Va=Vo×Rf2/(Rf2+Rf1)

替換Va,運算後得到:

Vin= Vo×[Rf2/(Rf2+Rf1)×(R1+R2)/R2+R1/(G×R2)]

(R1+R2)/R2≅1

R1/(G×R2)≅0

Vo=Vin×(Rf2+Rf1)/Rf1                     (1)

這個結論令人印象不深,因此,以下分析輸入接地時,Vo與驅動器輸入上的電壓Vo之間的關係:

Va1=Vo’×R1/(R2+R1)

Va2=Vo×Rf2/(Rf2+Rf1)

Va1=Va2

Vo= Vo’×R1/(R2+R1)×(Rf2+Rf1)/Rf2                     (2)

最後一個方程式由於顯示了驅動器級的DC電壓和放大器的輸出DC電壓之間的關係,表示Vo發生較小波動,會在Vo中產生較大的偏移,因此非常重要。

如前所述,驅動器級通常由一個簡單的共射極級(圖1中的Q3)和一個小電阻(Rpol,用於確定所需的基極至發射極電壓)組成。這個電晶體為輸出電晶體提供基極電流,因此這一級的集電極電流在毫安培範圍內並不罕見。

現在暫時忽略溫度的影響,因此,當第一次打開電路時,要先對VAS校準,使輸出DC電壓處於VCC和VEE的中間,也就是0V。如果未施加任何訊號,則由於AB級是個電壓跟隨器(共集電極),驅動器電晶體Q3承受大部分VEE電壓(VEE-VBE),Q3上流過偏置電流IBias,因此Q3消耗的功率近似為:

PQ3≅VEE×IBias

這個功率會使Q3發熱,並且這個熱量會以-2.2mV/℃的已知速率使該元件的Vbe發生改變,從而改變先前調整的輸出DC電壓。

如果電晶體開始發熱,例如比環境溫度高40℃,則其Vbe將下降約88mV。正是電晶體溫度升高時出現的這個較小Vbe的要求,使VAS輸出處的Vo(前面解釋過這個電壓)相應地發生變化,從而在輸出處產生DC電壓漂移。

一個真實例子

圖5中的電路說明了到目前為止所解釋過的內容。

圖5 該電路的一階現實實現。

為了保持較低的偏移,將Vo設置為盡可能接近零非常方便。這就是Rset的目的,它代表多圈微調電位器。

這裡,基極電壓和Vo之間的關係為:

Vo’=Vbase×(Rpol+Rset)/Rpol

因此,基於基射電壓變化的輸出電壓漂移為:

Vo= Vbase×(Rpol+Rset)/Rpol×R1/(R2+R1)×(Rf2+Rf1)/Rf2                 (3)

透過這個方程式,如果為元件分配數值(取自真實放大器),則可以計算出每℃變化下,輸出電壓將變化多少,例如:

Vo= -2.2mV/℃×(120+4K)/120×470/(15K+470)×(2K2+10K)/2K2

Vo=-12.8mV/℃

PQ3≅24V×5mA=0.12W

假設Q3採用TO92封裝。在這種情況下,可以使用這種封裝的結至環境熱阻來計算結溫增量:

Rθja=200℃/W

Δtemp=200℃/W×0.12W=24℃

ΔVo=24℃×(-12.8mV/℃)

ΔVo=-305mV

總之,如果不採用補償,則輸出將漂移約305mV。這僅考慮了電晶體的自熱效應,如果環境溫度由於任何原因升高,則這個偏移量可能會增加。

如何減輕這種影響

Q3的基射電壓由Rpol確定,因此一種補償Vbe電壓變化的方法,是使Rpol以某種方式遵循這一變化。這可以透過對電晶體所連的Rpol使用與溫度相關的電阻(如熱敏電阻)實現。由於Vbe的變化率為負,因此熱敏電阻必須為負溫度係數(NTC)。

以下計算Rpol所需的熱係數:

IRpol(可以認為是恆定的)流過Rpol,並且Vbe等於VRpol

Rpol=Vbe/IRpol

(dRpol)/(dVbe)=1/IRpol

∆Rpol=1/IRpol×∆Vbe

在這個示例中,Rpol=120Ω,IRpol =5.6mA,因此:

∆Rpol=1/5.6mA×(-2.2mV/(℃))

∆Rpol=-0.4Ω/(℃)

需要找到的熱敏電阻,要在25℃時具有這樣的精確熱係數和電阻值。由於大多數NTC熱敏電阻的溫度係數更高,這不可能實現,因此解決方案是將一個或多個較高數值的熱敏電阻與Rpol並聯。

以下的方程式類比了熱敏電阻的溫度相關性:

Rth=Rth0×eB(1/T-1/T0),

其中,Rth0是(需要計算的)環境溫度下的熱敏電阻;B是個參數,通常為3,400K;T是絕對溫度;T0是環境溫度,約為298.16K。

因此,環境溫度下的斜率可以利用下式計算:

(dRth)/dT=(-B×Rth0×eB(1/T-1/T0)/T2)

以下是每℃的電阻變化率:

(dRth)/dT=-38.24e–3×Rth0[Ω/(℃)]

將熱敏電阻與Rpol並聯:

R||=(Rth×Rpol)/(Rth+Rpol)

並且:

dR||/dRth=Rpol2/(Rth0+Rpol)2

這樣就得到了並聯電阻的變化:

∆R||=Rpol2/(Rth0+Rpol)2×∆Rth

然後將每℃的熱敏電阻電阻增量代入:

∆R||= Rpol2/(Rth0+Rpol)2×(-38.24e-3×Rth0[Ω/(℃)])

現在就可以對這個正在分析的示例計算出Rth0

-0.4Ω/(℃)= 1202/(Rth0+120)2×(-38.24e-3×Rth0[Ω/(℃)])

Rth0=1.12kΩ

考慮到實用性,可以將熱敏電阻的值取整至1.2kΩ。

注意事項

熱敏電阻應比電晶體小得多,因此熱敏電阻的溫度會等於或非常接近電晶體外殼的溫度。這也會減少熱慣性,使系統更快地達到穩態:應使用熱黏合劑將熱敏電阻連接到電晶體外殼。

概念測試

為了確定這個概念對電路真實行為建模的準確性,本文構造了一個測試電路。由於沒有1.2kΩ的熱敏電阻(NTC 0402),本文並聯了8個10kΩ的熱敏電阻(0402 Murata NCP15XH103D03RC),如圖6,以產生非常相似的值(1,250Ω)。請注意,並聯連接熱敏電阻不會改變計算出的溫度係數。

圖6 將8個10kΩ熱敏電阻並聯製成1.25kΩ熱敏電阻。

然後,使用熱黏合劑將感測器連接到Q3的平坦側,並將其與Rpol(是個SMD電阻,位於電路板的另一側)並聯(圖7)。

圖7 將圖6中所示的熱敏電阻與Q3熱黏合。

最後,在圖8中可以看到在連接(橙色線)和未連接(藍色線)熱敏電阻的情況下的輸出電壓漂移—經過大約2分鐘後達到穩態。

圖8 連接(橙色線)和未連接(藍色線)熱敏電阻時的輸出電壓漂移。

電路的補償響應(橙色線)比未補償回應(藍色線)要平坦得多,這說明補償在起作用。斜率為負可能表示它有點補償過了,但這不是問題,因為直流漂移仍然很小。

還值得一提的是,本文在25℃下計算了所需的溫度係數,但熱敏電阻不是線性的,這表示溫度係數在整個範圍內不是恆定。但是,由於補償只需要在有限的溫度範圍內工作,因此可以忽略熱敏電阻的非線性。

(參考原文:Temperature drift compensation for audio power amplifiers,by Federico Coppede)

 

 

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