1985年,凌力爾特的George Erdi設計了LT1028;30多年過去了,該元件依然是市面上低頻條件下電壓雜訊最低的運算放大器,在1kHz時的輸入電壓雜訊密度為0.85nV/√Hz,在0.1Hz至10Hz時的輸入電壓雜訊為 35nVP-P。直到今年,一款新型放大器LT6018才對LT1028的地位提出了挑戰。LT6018的0.1Hz至10Hz輸入電壓雜訊為30nVP-P,並具有一個1Hz的1/f拐角頻率,但是其寬頻雜訊為1.2nV/√Hz。結果是,LT6018是適合較低頻率應用的較低雜訊選擇,而LT1028則可為很多寬頻應用提供更好的性能,如圖1所示。

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圖1 LT1028和LT6018積分電壓雜訊。



吵雜的雜訊令人苦惱

但是,相較於針對某個既定頻段選擇具最低電壓雜訊密度(en)的放大器,設計低雜訊電路要複雜得多。如圖2所示,其他雜訊源開始發揮作用,不相關雜訊源以平方根之和加以組合。

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圖2 運算放大器電路雜訊源。



首先,把電阻器看作是雜訊源。電阻器天生具有與電阻值的平方根成比例的雜訊。在300K的溫度下,任何電阻器的電壓雜訊密度為en=0.13√R nV/√Hz。該雜訊也可被視為一種諾頓(Norton)等效電流雜訊:in=en/R =0.13/√R nA/√Hz。因此,電阻器具有一個17zeptoWatts的雜訊功率。優良的運算放大器將具有低於該值的雜訊功率。例如:LT6018的雜訊功率(在1kHz頻率下測量)約為1zeptoWatt。

在圖2的運算放大器電路中,源電阻、增益電阻器和回饋電阻器(分別為RS、R1和R2)均為產生電路雜訊的因素。當計算雜訊時,電壓雜訊密度中使用的「√Hz」會引起混淆。但是,加在一起的是雜訊功率,而不是雜訊電壓。因此,如需計算電阻器或運算放大器的積分電壓雜訊,應把電壓雜訊密度與頻段內赫茲數的平方根相乘。例如,一個100Ω電阻器在1MHz頻寬內具有1.3μV RMS的雜訊(0.13nV/√ Ω × √100Ω √1,000,000Hz)。對於採用一階濾波器(而不是磚牆式濾波器)的電路,頻寬將乘以1.57以捕獲較高頻寬範圍內的雜訊。如欲以「峰至峰值」而非「RMS值」來表達雜訊,則應乘以一個因數6(而不是對於正弦波訊號所採用的2.8)。考慮到這些因素,在採用一個簡單的1MHz低通濾波器時,該100Ω電阻器的雜訊接近於9.8μVP-P。

另外,運算放大器還具有由流入和流出每個輸入的電流引起的輸入電流雜訊(in-和in+)。這些與其流入的電阻(就in-來說為R1與R2的並聯電阻,而就 in+而言則為R1與RS的並聯電阻)相乘,憑藉歐姆定律的「魔力」產生了電壓雜訊。往放大器裡面看(圖3),該電流雜訊是由多個雜訊源組成的。

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圖3 一個運算放大器差分對中的相干和不相干雜訊。



就寬頻雜訊而論,兩個輸入電晶體均具有與其基極相關聯的點雜訊(ini-和ini+),這些點雜訊是不相干的。來自位於輸入對尾部之電流源的雜訊 (int)還產生了在兩個輸入之間劃分的相干雜訊(在每個輸入中為int/2β)。如果兩個輸入上承載的電阻相等,則每個輸入上的相干電壓雜訊也是相等的,並且抵消(根據放大器的共模抑制能力),因而留下的主要是不相干雜訊。這在產品手冊中被列為平衡電流雜訊。如果兩個輸入上的電阻極大地失配,則相干和不相干雜訊分量保留,而且電壓雜訊以平方根之和相加。這在有些產品手冊中列為不平衡雜訊電流。

LT1028和LT6018的電壓雜訊均低於一個100Ω電阻器(在室溫下為1.3nV/√Hz),因此在源電阻較高的場合中,運算放大器的電壓雜訊通常不是電路中雜訊的限制因素。在源電阻低得多的情況下,放大器的電壓雜訊將開始居主導地位。當源電阻非常高的時候,放大器的電流雜訊處於支配地位,而對於中等水準的源電阻而言,則電阻器的詹森(Johnson)雜訊具有決定性的影響(對於那些不具有過高雜訊功率的良好設計運算放大器)。使放大器電流雜訊和電壓雜訊達到平衡(如此兩者都不處於支配地位)的電阻是等於放大器的電壓雜訊除以其電流雜訊。由於電壓和電流雜訊隨頻率而改變,所以該中點電阻也是如此。對 於一個非平衡電源而言,在10Hz時LT6018的中點電阻約為86Ω;而在10kHz時則大約為320Ω。

儘量降低電路雜訊

那麼,設計工程師要採取什麼措施來最大限度地降低雜訊呢?對於處理電壓訊號,把等效電阻減小至低於放大器的中點電阻是一個很好的起點。對於許多應用來說,源電阻是由前面的電路級(通常是一個感測器)固定的。可以選擇很小的增益和回饋電阻器。然而,由於回饋電阻器構成了運算放大器負載的一部分,因此存在著因放大器之輸出驅動能力以及可接受之熱和功率耗散量而產生的限制。除了輸入所承載的電阻之外,還應考慮頻率。總雜訊包括在整個頻率範圍內進行積分的雜訊密度。在高於(或許也包括低於)訊號頻寬的頻率上對雜訊進行濾波是很重要的。

在放大器的輸入是一個電流的跨阻抗應用中,需要採取一種不同的策略。在該場合中,回饋電阻器的詹森雜訊以其電阻值的一個平方根因數增加,但與此同時訊號增益的增加則與電阻值成線性關係。於是,最佳的SNR利用運算放大器的電壓能力或電流雜訊所允許的最大電阻來實現。

雜訊和其他傷腦筋的問題

雜訊只是誤差的一個來源,而且應在其他誤差源的環境中考慮。輸入失調電壓(運算放大器輸入端上的電壓失配)可被認為是DC雜訊。它的影響雖可透過實施一次性系統校準得到顯著的抑制,但是由於機械應力變化的原因,該失調電壓會隨著溫度的起伏和時間的推移而改變。另外,它還隨著輸入位準(CMRR)和電源(PSRR)而變化。旨在消除由這些變數所引起之漂移的即時系統校準很快就變得既昂貴又不切實際。對於溫度大幅波動的嚴酷環境應用,由於失調電壓和漂移所致的測量不確定性會產生比雜訊更強的主導作用。例如,單單因為溫度漂移,一款具有5μV/℃溫度漂移性能指標的運算放大器會在40 ℃至85℃溫度範圍內經歷一個625μV的輸入參考偏移。與之相比,幾百納伏(nV)的雜訊就無關緊要了。

LT6018擁有0.5μV/℃的卓越漂移性能和一個80μV的最大失調規格(從40℃至85℃)。如欲獲得更佳性能,則可關注近期推出的LTC2057自動置零放大器,該元件在40℃至125℃溫度範圍內具有小於7μV的最大失調電壓。其寬頻雜訊為11nV/√Hz,而其DC至10Hz雜訊為200nVP-P。雖然該雜訊高於LT6018,但是由於其在整個溫度範圍內具備出色的輸入失調漂移性能,因此對於低頻應用來說LTC2057有時會是一種更好的選擇。另外還值得注意的是,由於其具有低偏置電流,所以LTC2057的電流雜訊比LT6018低得多。LTC2057低輸入偏置電流的另一個好處是:相較於許多其他的零漂移放大器,它具有非常低的時脈饋通。當源阻抗很高時,這些其他零漂移放大器中有的會產生大的電壓雜訊雜散訊號。

在此類高精度電路中,還必須謹慎地最大限度抑制熱電偶效應,任何存在異類金屬結點的場合都會出現該效應。甚至由不同製造商提供的兩根銅導線之結點都會產生200nV/ ℃的熱電勢,這比LTC2057的最差漂移高出13倍以上。在這些低漂移電路中,採用正確的PCB佈局方法以匹配或儘量減少放大器輸入通路中的結點數目,使輸入和匹配結點緊靠在一起,以及避免產生熱梯度是很重要的。

結論

雜訊是一種基本的物理限制。為了儘可能降低其在處理感測器訊號過程中所產生的不良影響,在選擇合適的運算放大器、儘量減小和匹配輸入電阻、以及實施設計的物理佈局方面必須謹慎行事。