上橋臂電流檢測通常採用支援擴展共模電壓的專用元件,但是專用元件也有自身的限制,例如,當共模電壓高於100V時,專用運放還能精確地測量電流嗎?傳統5V運放似乎完全不適用這種測量。但是,在增加幾個外部元件後,將可發現,低壓運放完全可以精確地測量上橋臂電流,而且沒有任何共模電壓限制。

電路示意圖及原理簡介

本文所討論的應用設計是測量150V工業電機控制器的電流。如圖1所示,為能夠精確地測量很小的電流值,本文使用了一個分流器配合一個高精度5V運放。

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圖1 典型應用。



難道150V輸入電壓不會燒毀運放嗎?如果V1電壓是用於給第一級運放OP_A提供正電壓(Vcc_H),就不會發生這種情況。

如果連接一個擊穿電壓為4.7V的齊納二極體(Zener diode),則會為第一級運放OP_A生成負電壓(Vcc_L)。這樣,OP_A的電源電壓是4.7V,是Vcc_L=145.3V與Vcc_H=150V的差 值。

電阻Rz為齊納二極體提供偏置電流(~5mA),並為運放的偏置電流提供回路(~40μA)。

Vsense是電流經過電阻Rsense時產生的電壓,被電阻R1、R2、R3和R4放大。

P-MOSFET(BSP2220)輸出高精度電流,與流經Rsense的電流成正比;該電流經過R4電阻時生成對地電壓Vo,與上橋臂電流成正比。第一級的輸出電壓可由下面的方程式1得出:

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第二級運放OP_B用於抑制V o電壓。在加裝電阻R5後,當啟動階段有大電流經過輸入接腳時,可以保護OP_B的內部ESD二極體。

電機控制電路消耗的最大電流是100A。因此,使用一個100μΩ分流器時,Vsense最大值為10mV。最大輸出電壓取決於Vsense電壓和R4上的最終輸出電流。因為由微控制器的ADC處理,所以最大輸出電壓Vo必須高於3.3V。

為確保系統正常工作,必須仔細選擇這些元件參數。為使OP_A輸出不飽和,在選擇參數時必須保證|Vgs|電壓值很小。因為Ids保持低電流有助於實現這個目標,所以選擇一個高電阻的R4。

為避免運放輸出飽和,第一級運放OP_A的增益由R2/R1比確定,不應該過高。在選擇元件參數時,不得不折衷考慮,必須遵守方程式2:

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其中V是使電流Vgmax進入電晶體所需的Vgs電壓,且Vzener=Vcc_H -Vcc_L。

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現在看一下這個系統的精度問題。導致放大器精度差的主要原因是電阻不匹配和失調電壓。

誤差分析

誤差分析可以從幾個角度來判斷:

電阻不匹配對測量精度的影響 假設所用電阻完美匹配,通過方程式1可以得出輸出電壓。不幸地是,實際情況並不是這樣,因為電阻本身也有自己的精度。

用下面的方程式3可以得出因電阻不匹配而造成的增益誤差:

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其中εα是電阻的精度,εRshunt是分流器的精度。

從方程式3不難看出,R2電阻對誤差的影響最大,所以該電阻器必須選擇阻值盡可能小(10kΩ)的電阻。注意,R1和R3的阻值之和應該高且均衡,只有這樣才能取得理想增益,因為理論上R1阻值小能夠抑制雜訊。

Vio對精度的影響 輸入失調電壓是必須考慮另一個誤差,在上面的應用中,本文選擇一個斬波放大器TSZ121,因為這款產品的Vio電壓極低,在工作溫度範圍內僅8μV。特別是測量特別小的電流時,這個誤差非常突出。12% 考慮到傳遞函數,Vio可以表示成:

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其中Vio1是第一級運放(OP_A)的輸入失調電壓,Vio2是第二級運放(OP1_B)的輸入失調電壓。因為2% TSZ121的輸入失調電壓極低,所以0% Vio2可以忽略不計。VSense(V)

總誤差 為了弄清輸出總誤差,必須把電阻不匹配和運放失調考慮進去。最終,輸出電壓可以表示為方程式5:

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圖2和圖3表示在工作溫度範圍內可能出現的最大誤差,並考慮到了分流器的精度。

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圖2 總誤差,假設電阻精度為1%、Rshunt精度為1%。



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圖3 總誤差,假設電阻精度為0.1%、Rshunt精度為1%。



結論

專用放大器通常用於上橋臂電流檢測,但是在共模電壓高於70V的應用中,應該改用傳統的5V運放。二極體配合放大器。本文考慮電阻和上橋臂電流的檢測可以使用高精放大器引起的某些誤差。為取得良好度運放如TSZ121放大器,為了工作的電流測量精度,建議使用0.1%精度在5V電平轉換電路內,需要一個齊納電阻。