在開關模式(switch-mode)電源轉換器中,峰值電流控制(peak current control)非常流行,因為它具有限流功能而且控制方便;然而,在佔空比(duty cycle)超過50%時會發生不穩定的問題。

一些背景資料:電流的上升斜率為dI/dt=VCC/LP,其中的VCC是供電電壓,LP是變壓器或輸出電感的電感值;下降斜率為dI/dt=VR/LP,其中VR是反射到初級的次級電壓。VR=(VO+VF)×NP/NS,因此上升斜率取決於輸入電壓,而下降斜率是不變的。佔空比D=tON/T=1/(1+VCC/VR)。

以下例子以反馳式轉換器(flyback converter)為假設,但降壓式(buck)或順向式(forward)轉換器也有同樣的問題。在圖1中,D<0.5,即VCC>VR。黑色波形是電感(電感器或變壓器初級)中的理論電流;如果電流上有很小的擾動,如紅色波形所示,峰值電流限制會校正這個誤差,如圖所示,系統本質上是穩定的。

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圖1 穩定運作。



圖2顯示了在VCC<VR或D>0.5時的相同波形;現在電流中的微小擾動(紅色)將造成佔空比和平均電流發生顯著變化,系統絕對是不穩定的。如果我們畫出D=0.5時的波形,很容易看到電流誤差在隨後週期中保持不變,我們處在不穩定的邊界。

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圖2 不穩定運作。



為了補救這個問題,我們不再拿峰值電流與固定值進行比較,而是將峰值電流與斜坡(ramp)進行比較,如圖3所示,我們可以從中看到有很大的改善─其穩定性現在和佔空比小於0.5時一樣好;如圖4所示,如果參考斜坡與下降的電流斜坡具有相同的斜率,在單個週期內就恢復正常了。

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圖3 斜坡電流極限。



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圖4 斜坡電流限制,與電感下降電流具有相同的斜率。



然而,太多的斜率補償會使轉換器的運作更像是電壓模式轉換器而非電流模式轉換器,如果參考斜坡的斜率是電流斜率的一半,我們就處在不穩定的界線;因此參考斜坡的實際斜率應該在電流斜坡的50~100%之間,75%是一個好的選擇。這種增加參考斜坡的方法就被稱為「斜率補償(slope compensation)」。

增加斜坡對於工作在佔空比小於50%的降壓式、順向式或反馳式轉換器來說都有好處,如果電感很大、電流紋波很小,那麼雜訊可能造成錯誤的關斷。增加的斜坡可以使轉換器變得穩定,而且很少的量可能就足夠了。

峰值電流極限的問題是平均電流隨著佔空比的變化而改變,如果斜率補償是50%,那麼平均電流將不隨佔空比改變,電流控制迴路性能得以改善;但是當佔空比接近100%時,可能會發生次諧波振盪(sub-harmonic oscillation)。

在正常情況下是不能取得IC控制器的參考電壓;更簡單的方法是在輸入電流訊號中增加一個斜坡─正向斜坡與負向斜坡對參考電壓有相同的效果,標準方法是使用PWM控制器中的振盪器斜坡,如圖5所示。

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圖5 典型的斜率補償。



這種系統有兩個缺點:(1)並非所有控制器都有可以取得的振盪器斜坡;(2)R1的值必須相當小(R1<<R2,例如R1=0.1×R2),這樣不管是否有Q1緩衝電阻,振盪器電路都會被載入,進而影響到頻率。

圖6所示的設計實例就不會出現以上問題;它不必依靠振盪器電路就能與任何控制器一起運作。當輸出到閘極的訊號是高電平時,斜坡上升,R1為C1充電;當閘極輸出變低時,C1透過D1和R3放電。斜率補償程度由R2設定。

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圖6 能與任何控制器一起運作的斜率補償電路。



實際案例有助於理解這個電路並計算相關的值:以一個10W、12V的連續模式反馳式轉換器為例,它必須在135~390VDC的輸入條件下運作。初級電感是33mH,Imax=0.1A,因此對於1V IS閾值來說R5=10Ω。

反射到初級的次級電壓VR=(VO+VF)×NP/NS=(12V+0.6V)×NP/NS=200V(匝數比-turns ratio為16:1),開關頻率=100kHz(T=10μs)。

為了得到一個相當線性的斜坡,最大電壓可以選擇為1/3VCC;也就是說,如果VCC=12V,合理的峰值電壓就是4V,然後斜坡幅度就等於 4V-0.6V=3.4V。

計算最大佔空比:

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斜坡的斜率:

(dV/dt)ramp = 3.4V/6μ¬s = 567×103 V/s

初級電流的下降斜率:

dI/dt = 200V / 33mH = 6×103 A/s

R5中的電壓斜率:

(dV/dt)shunt = dI/dt × R5 = 60×103 V/s

計算75%斜率補償時的R2值:

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下一步是得到R1和C1的值,而且R1<<R2。我們必須使用充電電容公式:t=RCln((VCC-V1)/(VCC-V2)),以取得合適的R1和C1值。在這個例子中,t=6μs,VCC=12V,V1=0.6V,V2=4V,因此結果是RC=17μs。不錯的選擇是C1=22nF,R1=750Ω。

放電電阻R3可以盡可能小一點,同時維持D1峰值電流在其極限之內;R3×C1<<tOFF。在這個例子中,D1是BAS16,此外R3=47Ω,tOFF=4μs,R3×C1=1μs。C2的電抗(reactance)必須遠小於R2;C2=C1是一種方便實用的選擇。