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設計已被控制阻抗的導孔
( 2 月 1 日 2004 年)
作者︰Thomas Neu，德州儀器公司

隨著數據通信速度提高到3Gbps以上，信號完整性成為數據傳輸順利進行的關鍵性因素。電路板設計人員試圖消除高速信號路徑上的每一個阻抗失配，因為這些不連續性會產生信號抖動，並降低數據眼張開的程度──從而不僅縮短數據傳輸的最大距離，而且還將諸如SONET（同步光纖網路）或XAUI（10Gb附屬單元介面）等一般抖動規範的餘量降到最低程度。

由於印刷電路板上的信號密度提高，就需要更多的信號傳輸層，而且通過層間互連（導孔（vias））實現傳輸也是不可避免的。過去，導孔代表一種產生信號失真的重要來源，因為其阻抗通常大約為25∼35Ω。這麼大的阻抗不連續性會使數據眼圖的張開程度降低3dB，並會依據數據速率大小而產生大量的抖動。結果，電路板設計人員要麼嘗試避免在高速線路上使用導孔，要麼嘗試採用新技術，例如鏜孔（counter boring）或盲導孔。這些方法雖然有用，但卻會增加複雜度並大幅提高電路板成本。

工程師可以利用一種新的“類似同軸的”導孔結構來避免標準導孔的嚴重阻抗失配。這種結構以一種特殊的配置將接地導孔放置在信號導孔四周。採用這種技術設計的導孔在時域反射計（time-domain-reflectometry，TDR）曲線上顯示出阻抗不連續性低於4%（50±2Ω），同時，信號的品質也有所改善。這種新方法產生一個阻抗可以調整的垂直通道。開發人員利用信號線在中心的簡單同軸模型產生這種導孔結構；四周的接地屏蔽產生一個均勻分布的阻抗。四個在中心信號導孔四周排成一圈的接地導孔取代了均勻的接地屏蔽（圖1）。因為這四個外導孔都連接到印刷電路板接地或VDD（電源），它們攜帶電荷，而且其中每一個導孔與信號導孔之間形成電容。電容量的計算取決於導孔直徑、介電常數以及信號導孔和接地導孔之間的距離。中心導孔的間隙（凹緣）“觸及”外層導孔，所以電容量沿垂直通道均勻分布──防止每一電源平面和接地平面的電容量急劇增加。外側的接地導孔為信號返回電流提供路徑，並在信號導孔和接地導孔之間形成一個電感迴路。



你可以利用簡單的公式（參考文獻1）計算出由一個接地導孔與信號導孔形成的電容量和電感量。計算時，你可以假定這兩個導孔實質上是兩根直徑相同的導線。D為導孔的直徑，a為信號導孔和接地導孔之間的中心距。一對導孔的電感L的計算公式為︰

一對導孔的電容C的計算公式為︰



因為主要由5個導孔構成的垂直通道是均勻的，因此一對導孔的的阻抗Z的計算公式為︰



公式1計算了標準雙線系統的電容量。改善的導孔結構增加了三個額外的接地導孔，所以信號導孔中的正電荷量保持不變，但所有的負電荷則均勻地分布在四個接地導孔上。因此，改善的導孔結構的總電容量大約與雙線系統的總電容相同。但是，這種導孔模型的電感量則是雙線系統電感量的四分之一，因為信號導孔與四個接地導孔之間構成了四個並聯的電感迴路，從而導致導孔的阻抗Z為︰



試驗人員在採用FR4 polyclad 370、Getec和Rogers電路板材料的60密耳厚的6層電路板到130密耳厚的16層電路板上，對這種導孔結構進行測試。他們利用TDR測量和基於計算機模擬技術（computer simulation technology，CST）的3-D場測定儀驗証了計算所得的導孔阻抗。他們推導的公式顯示無論電路板的厚度如何，阻抗都格外地好（±2Ω），因為導孔的阻抗公式與電路板厚度無關。表1將計算獲得的6層62密耳FR4測試電路板（er=4.1）的阻抗與TDR測量結果和基於CST的Microwave Studio 3-D場測定儀模擬所得的阻抗值進行比較。計算所得的導孔組抗與測量結果的誤差在±2Ω之內。



TDR曲線是確定導孔阻抗或信號通道上其它不連續性的一種好方法。圖2顯示出在測試板的兩個幾乎相同的通道上所測得的TDR曲線。唯一的差別是，一個通道具有直徑為14.5密耳、凹緣（間隙）為10密耳的常規導孔，而另一個通道則具有直徑為14.5密耳、中心距離為41密耳的改進導孔結構。TDR曲線說明了，SMA連接器的阻抗失配在兩種情況下都是相同的。已被控制阻抗導孔的阻抗大約為52Ω，而常規導孔的阻抗為48∼54Ω。常規導孔的阻抗匹配比改進導孔結構的要差。但是，對於常規導孔來說，匹配還是不錯的，而且，根據這條TDR曲線，你應當可以預見到信號失真很小。

TDR測量的一個缺點是，測量結果是與設備上升時間相關的。它沒有顯示離散頻率不連續性的頻率響應。一種驗証和比較導孔阻抗失配的更好方法是觀察網路分析儀的S21散射參數（圖3）。S21曲線顯示出特定頻率的信號是如何通過傳輸線通道的，而其它頻率的信號是如何被反射或衰減的。圖3顯示出TDR測量中兩個通道的S21曲線。兩個通道是相同的，唯一的差別是一個通道具有改進導孔結構（綠色曲線），而另一個通道具有常規導孔（黃色曲線）。這種改進導孔結構顯示頻率響應極好，第一共振出現在大約10 GHz處。另一方面，常規導孔說明，即使阻抗失配很小，在整個頻率段內仍有多重反射。這些反射導致信號在某些頻率比其它頻率衰減得更大，因而進一步降低了高速信號的品質。




在這塊測試板上（圖4），SMA連接器和導孔之間的距離大約為1.4英寸，這相當於S21曲線上清晰可見的大約2.35GHz頻率（利用公式2）。雖然非對稱通道不連續性的頻率響應可能略微不同，但是通道都被設計成對稱的。引起黃色常規導孔曲線上其它反射的主要是信號返回電流（signal-return-current）路徑。

因為常規導孔不為信號返回電流提供路徑，所以信號返回電流要走與常規導孔最近的、最小電感量的路徑。信號返回電流流過SMA連接器的接地導孔，並流過相臨通道的接地導孔結構。因為信號返回電流走最近的路徑，所以正如你所預料的，S21曲線上的共振頻率約為5GHz（0.7英寸）處，而不是4.2GHz（0.8英寸）。此外，信號返回電流從該SMA的接地導孔流到遠端SMA連接器（一條大約1.6英寸長的電流路徑），從而在大約2 GHz時引起另一個共振（公式3和4）。你可以在S21曲線上清晰地觀察到返回電流引起的這兩種現象。

下列公式可以計算出具有常規導孔通道的共振頻率︰



你根據S21測量可以得出的第一個結論是，共振頻率與傳輸線上阻抗不連續性的位置有很大關係。這樣說並不意味著你應該將導孔置放在靠近發射器或連接器的地方，以便使阻抗失配出現在大於10GHz的頻率上。不幸的是，這種方法實際上只是在接收器處阻抗完美匹配時才有效。否則，接收器處將出現一個反射信號，而且在最靠近發射器的導孔處將出現另一個反射信號。這些反射信號導致從接收器到導孔再到接收器的距離很長，這又進而轉換成一個低的共振頻率。

根據S21測量得出的第二個結論是信號返回電流會產生大量的反射。圖3中的S21測量顯示了兩個幾乎相同、只是信號返迴路徑不同的通道及其略有差別的阻抗失配。S21曲線顯示，常規導孔在沒有這條很近的返迴路徑時會產生較多的反射，因為信號返回電流走的是距離最近的、電感量最小的路徑，即使相差一英寸，也會引起共振。

信號返回電流可能流過相臨電源平面和接地平面的內平面（inner-plane）電容，但是那種電容通常很小，只有高頻才能通過。在大多數情況下，信號返回電流流過連接信號印刷線各參考層的最近導孔。那些返回電流導孔可能遠離實際信號導孔很遠（圖5）。為了驗証此一效應，試驗人員將一個接地導孔放置在離常規導孔大約100密耳的地方，然後繪製阻抗受控導孔的電流密度（圖5a）以及常規導孔的電流密度（圖5b）。很明顯，大部分返回電流流過了一定距離之外的附加接地導孔。這種返回電流的額外距離導致出現在S21曲線中的各種反射。



在你檢視具有很寬頻譜的實際數據信號，如偽隨機位元流（pseudorandom-bit-stream，PRBS）圖時，寬頻反射的影響變得更加明顯。為了說明這種影響，試驗人員以3.125 Gbps速率在兩個通道中傳送一個27-1的PRBS圖，並記錄輸出波形（圖6）。兩個通道都只有2.8英寸長，但導孔的影響清晰可見。常規導孔（黃色曲線）衰減多個頻率，結果使其數據眼圖上升時間分別比阻抗受控導孔的（綠色曲線）小和慢。



最後，阻抗失配應該盡可能地小。即使是最小的失配也會出現在S21曲線的一個離散頻率上，並影響信號品質。你只要滿足諸如間隔、印刷線路

寬度和焊區寬度等重要設計參數，就可充分提高阻抗受控導孔的性能。例如信號導孔的凹緣（或者間隙）大小非常關鍵。它必須至少是信號導孔和接地導孔之間的距離a與導孔直徑D之差，這樣信號通孔凹緣才能觸及接地導孔。否則，接地層、電源層或者兩者之上的金屬就會與信號導孔靠得太近，產生不希望的額外電容，從而使導孔阻抗降低到低於計算所得的50Ω。



同樣地，將頂層或底層微帶線（microstrip line）與內層微帶線連接起來的每一個導孔都會產生一根短截線（stub）。當短截線長度小於信號上升時間時，該短截線就幾乎察覺不到。如果短截線長度比較長，就會引起可觀的信號失真。例如，一根40密耳長的短截線在信號上升時間的為50ps、信號速率為3.125Gbps的系統中具有大約14ps的信號運行長度。在最壞的情況下，短截線的長度為某個重要頻率的四分之一波長，因此短截線對該頻率來說是短路的，從而使原始信號消失。

上面幾個公式假定信號導孔和接地導孔的直徑是相同的。如要使用不同的直徑，你就必須修改電容量公式。設計人員應該根據所連接的印刷線路寬度選擇導孔直徑。如果印刷線路比導孔小得多，那麼從50Ω印刷線路到導孔焊區的過渡就會引起不希望有的阻抗不連續性。設計人員還應該考慮接地導孔與所連接印刷線路之間的距離。當接地導孔與印刷線路的間隔小於印刷線路與參考層之間的距離，產生額外印刷線路電容，進而使印刷線路阻抗降低到小於50Ω時，這就會成為一個問題。例如，在測試板上，信號印刷線路與接地導孔之間的距離大約為11密耳，而印刷線路在接地參考層上方大約10密耳。

另一個重要的設計考慮是焊區大小，因為每一個連接印刷線路的導孔都需要一個焊區。該焊區應該盡可能地小，因為從焊區到接地導孔的距離小於從信號導孔到接地導孔的距離。由於這些焊區的緣故，使距離縮短，電容增大，進而使總阻抗降低。

在一個典型的設計中，並非總是有四個接地導孔。只要返回電流有一條通過一只附近的旁路電容器從VDD到地的路徑，該導孔結構和電源導孔一起就具有同樣好的性能。

例如，現在來考慮在具有1毫米柵格的BGA輸出引腳內包含這種導孔結構的電路板。由於是固定輸出引腳，所以你只可以將兩個外導孔接地；而將另外兩個導孔連接到VDD。這種導孔結構之所以性能良好，乃是因為你還可以將SMD旁路電容器連接在BGA內的VDD與地之間。

你也可以將這種導孔結構用於差分信號。差分信號可以共用兩個外通孔，節省電路板空間。德州儀器公司在其XAUI收發器的評估電路板上採用了這種方法，因為這種電路板的BGA內空間有限。對於阻抗受控導孔來說，層間間隔的大小無關緊要，因為形成電容的是接地導孔，而不是金屬層。但是，常規導孔取決於層間電容。因此，即使電路板的厚度沒有變化，你也必須為不同的層堆疊專門設計導孔。

作者訊息
Thomas Neu是在德州儀器公司從事高速串列鏈路的一位應用工程師，負責TI SERDES器件和RF研究的客戶支持。他擁有位於德國Landshut的應用科學大學的工程學位文憑。

參考文獻
Pozar, David M, Microwave Engineering, Second Edition, John Wiley & Sons Inc, 1998, pg 62.

 
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