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陶瓷輸出電容增強了內部補償開關
( 11 月 1 日 2006 年)
Robert Kollman，Texas Instruments

Robert Kollman，Texas Instruments
將補償元件中與電源控制器和降壓調節器電源開關整合在一起，可以縮小印刷電路板的體積，提高電路可靠性，並且也因為減少元件和焊點的數量而減少了組裝的誤差。然而，整合也會限制設計工程師在選擇輸出濾波器元件時的選擇範圍。 圖 1a 說明了一個典型的、以Texas Instruments的TPS5430 為基礎之開關調節器。圖 1b 中的框內部分說明了一IC 內部小信號等效電路的簡化版本，包括一個誤差放大器、被動補償元件以及一個代表調變解調器和電源開關的電壓控制之電壓源 E2。IC 外部的支持元件包括輸出濾波元件及其寄生電阻（代表外部負載）、以及一個由R1 和R2 組成、用於設定輸出電壓的分壓器。補償電路的設計可以容納一定範圍的輸出濾波器電感和電容及其相關的寄生元件。
圖 2 說明了誤差放大器及調變解調器增益模組的波德圖（圖 2a） 及整個的調節器系統（圖 2b）。考慮到終端使用者會將鋁電解電容用於輸出濾波電路，IC 設計工程師採用了第3 類（Type 3）補償電路來將IC鋁電解電容的性能最佳化。要注意的是，第3 類補償電路包括了位於該電路極點零點（pole-zero）圖上原點的一個極點，及附加有多對極點和零點、類似於整合器的轉開（roll-off）；前者可在dc的情況下提供高增益；而後者則可在某些頻率下提供相位和增益邊界（參考文獻 1）。

調節器的 LC-輸出調變解調器/濾波器振幅回應曲線在共振頻率達到峰值，該頻率由濾波器的電感和輸出電容來設定；然後以 –40-dB/降低速率下降到零，其頻率由輸出電容及其等效串聯電阻(equivalent series resistance ，ESR)來設定。超過該頻率後，輸出電感及電容的ESR 決定了衰減曲線的斜率，達到 –20-dB/降低（dB/decade）速率。



為達到良好的調節效果，誤差放大器在較低的頻率上提供了較高的直流增益。然而，要保證穩定性，迴路增益隨頻率增加而必須減少。其目標是在所有的頻率上達到約–20-dB/降低速率的低頻衰減。將兩個零點置於輸出濾波器的共振頻率上，有助於抵銷代表共振的極。在誤差放大器回應上添加一個極可抵銷輸出電容及其 ESR 電感的零點。在電源的分頻頻率上添加一個最終的極，將有助於進一步提高調節器迴路的穩定性。圖 2b 顯示了誤差放大器及調變解調器/濾波器增益的總和。電源的特性顯示出30kHz 頻寬及可確保穩定運行的60° 相位邊界。

電源控制迴路回應（圖 3） 說明了設計中包括了陶瓷電介質輸出濾波電容和與圖 1 相同的整合補償元件的電路行為。陶瓷電容的ESR值比鋁電解電容更低 ，其電容決定了濾波器的衰減、而不是其 ESR。因此，在高頻率時，LC 濾波器的特性包括了一個雙極和一個更大的 –40-dB/降低速率斜率。此外，濾波器衰減在所需的分頻頻率、降低相位和增益邊界值上降低。圖 3b 說明電源不穩定，且無相位邊界，容易產生振盪。
圖 1 中的R1 和R2 與 圖 4 中的被動網路可替換分壓器網路，並可穩定地調節迴路，且也可以讓內部補償的控制器使用陶瓷輸出電容。該網路的元件在補償網路上增加了兩組極和零點，抵銷了使用陶瓷輸出電容的影響。例如，C2 和R3 提供了減少分頻頻率的衰減。您可選擇C2 在比分頻頻率更低的頻率下提供衰減。不幸的是，C2 增加一個負相位偏移，使R3 在設計的分頻頻率返回到接近零點的位置。增加C1 導致相位超前，可補償陶瓷電容的負面影響。如果沒有C1 ，濾波器180°的相位偏移會減少調節器的相位邊界到零。 相位角開始在C1 和R3 決定的頻率增加，造成在該頻率下相位平面圖中的零點（圖 5）。在C1 和R3 決定的頻率上，一個相位平面圖中的極決定相位角度的增加。極和零頻率的幾何平均數決定最大的相位角度成長。





作為一個起始點，您可以將由C2 和R1 和R2 並聯電路決定的第一個極置於較低的頻率，如100 Hz。然後，調整C2 和R3 的值，將第一個零點的頻率設為1 kHz，該值將比增益曲線的0dB分頻頻率低得多。最後，設定C1 和R1 來產生一個至少低於零增益分頻頻率的頻率，以保證在分頻頻率的情況下，有45° 的相位邊界。在圖 5 的波特 圖中，有一個30kHz 調節迴路頻寬，提供了良好的瞬間回應，及超過 45°的相位邊界以確保其穩定性。
 
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