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將線性穩壓器輸出中的開關穩壓器殘餘影響減到最少
( 3 月 1 日 2006 年)
作者：Jim Williams, Linear Technology Corp

設計人員在開關電源的後級穩壓中經常使用線性穩壓器。這種方法有很多好處，如可以改善穩定性、精度和暫態回應，以及更低的輸出阻抗。理想情況下，它可以降低開關穩壓器產生的紋波與尖峰，因而獲得性能上的好處。但在實際應用中，所有的線性穩壓器都會遭遇紋波和尖峰的麻煩，特別是當頻率升高時。如果穩壓器輸入與輸出電壓差較低，則會進一步放大這種效應。這種情況很棘手，因為這種低壓差正是保證效率的必要條件。

輸入濾波電容可以在紋波與尖峰進入穩壓器以前對其進行平滑處理（圖 1）。輸出電容在較高頻率上保持低的輸出阻抗，改進負載的暫態回應，並為某些穩壓器提供頻率補償。其他輔助作用還有減少雜訊和防止在穩壓器輸出端由殘餘輸入引起的失真（artifact）的出現。要注意這些失真，因為這些高頻元件即使在只有很小幅度的情況下，也會在對雜訊敏感的視頻、通信和其他類型的電路中產生問題。設計人員會使用大量的電容，試圖消除這些無用的信號以及它們所產生的效應。雖然這些信號很難對付，並且有時似乎什麼樣的解決方案也都發揮不了作用，但要控制它們，就一定要瞭解它們的起源和特性。








開關穩壓器交流輸出中的成份
圖 2 顯示了一個開關穩壓器動態交流輸出中的組成。它包括在開關穩壓器時鐘頻率（典型值為從 100 kHz 至 3 MHz）上的相對低頻的紋波，以及與電源開關轉換期間（transition times）相關的高頻“尖峰”部分。開關穩壓器的脈衝能量之傳送會產生紋波。濾波器電容能將交流成份作平滑處理，但不會消除它們。尖峰經常帶有諧波成份，頻率接近 100 MHz，尖峰的來源是開關穩壓器中的高頻、快速轉換之功率元件。降低穩壓器的重複速率（repetition rate）和轉換時間可以大幅減少紋波和縮減尖峰的幅度，但磁性元件的體積會增大，效率降低。用這種方法建構的電路可以顯著降低諧波成份，但卻會犧牲磁性元件的體積與電路效率（參考文獻 1）。用高速時鐘和開關轉換就可以採用小型、有效的被動器件，但卻會為線性穩壓器帶來高頻的紋波與尖峰。


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穩壓器對紋波的抑制能力強於寬頻尖峰。舉個典型的應用實例，即 LT1763 低壓差線性穩壓器的抑制性能，它在 100 kHz 時有 40 dB 的衰減特性，而在 1 MHz 則降至約 25 dB（圖 3）。大多數的寬頻尖峰會直接透過穩壓器，而用於吸收尖峰的輸出濾波器電容也有高頻性能的限制。高頻寄生效應會導致穩壓器和濾波電容的不完美之頻率回應，因此圖 1 過於簡化。增加寄生條件和一些新元件後，就呈現出更強調高頻寄生條件的穩壓路徑（圖 4）。區別這些條件非常重要，因為正是它們將紋波和尖峰傳播至標稱的穩壓輸出上。

另外，理解了寄生元件的效應就可以採用一種可以降低高頻輸出成份的測量策略。穩壓器中的高頻寄生路徑主要是容性的（capacitive），路徑跨越導通電晶體，並進入基準源和穩壓放大器。這些條件與固定的穩壓增益頻寬一起限制了高頻的抑制性能。輸入、輸出濾波器電容帶有寄生電感和電阻，當頻率上升時會降低自己的效率。隨便配置的電容會產生不想要的饋通路徑（feedthrough path）。接地路徑的阻抗和電感會促進接地電位差（ground-potential difference），它會增加錯誤並使測量更加複雜化。



現在還出現一些在正常情況下與線性穩壓器無關的新元件。這些新的元件包括在穩壓器輸入、輸出線上的陶鐵磁珠（ferrite bead）或電感。這些元件有自己的高頻寄生路徑，但可以顯著地改善穩壓器整體的高頻抑制性能（參見附文“陶鐵磁珠的真相”）。




建立一個紋波/尖峰模擬器
要瞭解這個問題，先要觀察穩壓器在多種條件下對紋波和尖峰的回應。此時應該單獨改變紋波與尖峰參數，包括它們的頻率、諧波成份、波幅、持續時間以及 DC 電平。這一功能是多變的，可以對不同的電路進行即時最佳化（real-time optimization）及敏感性分析。雖然在實際開關穩壓器驅動條件下對線性穩壓器性能的觀察尚沒有可以替代的方案，但硬體模擬器可以降低出現意外情況的可能性（圖 5）。它可以用獨立可設定的 DC、紋波和尖峰參數來模擬一個開關穩壓器的輸出。



該設計結合了一個現成的商用函數產生器與兩個並聯的信號路徑，以構成電路。它在一個相對較慢的路徑上傳輸 DC 和紋波，而透過一個快速路徑處理寬頻尖峰資訊。兩個路徑匯合在線性穩壓器的輸入端。函數產生器可設定的斜波輸出（ramp output）（圖 6 中的波形 A）提供 DC/紋波路徑，它是由功率放大器 IC1 和相關元件所組成的。IC1 接收斜波輸入和直流偏置信息（dc-bias information），以驅動待測穩壓器。L1 和 1Ω 電阻使 IC1 以紋波頻率穩定地驅動穩壓器。





函數產生器的脈衝同步輸出（波形 B）用於產生寬頻尖峰。放大器 IC2對輸出的邊沿（波形 C）進行差分（differentiate），並送給雙極比較器 IC3A 和 IC3B。比較器的輸出尖峰（波形 D 和 E）與斜波轉折點同步。透過 1-kΩ 電位計加在 IC3A 和 IC3B 上的互補直流閾值電勢與 IC2 可用來控制尖峰的寬度。二極體閘控（diode gating）以及並聯的邏輯反相器則將波形 F拿來當作尖峰幅度的控制。跟隨器 Q1 將尖峰和加在 IC1 的 DC/紋波路徑上，形成線性穩壓器的輸入（波形 G）。


對線性穩壓器抑制能力的評估
圖 5 中的電路可以幫助評估線性穩壓器的高頻抑制能力。圖 7 中的波形表示圖 5 電路中 LT1763 3V 穩壓器對一個有波形 A 紋波/尖峰成份的 3.3V 直流輸入的回應，其中CIN=1 μF，而COUT=10 μF。穩壓器輸出（波形 B）顯示紋波衰減了約20倍。輸出尖峰也有所減少，而其諧波成份仍很高。穩壓器在尖峰的上升時間內沒有抑制作用，必須由電容完成這個工作。不幸的是，固有的高頻損耗使電容不能濾掉寬頻的尖峰。仍保留尖峰的波形 B說明了上升時間沒有減少。增加電容值也對這些上升時間沒有用處。圖 8 的其他設定與圖 7 相同，但 COUT 值改為 33 μF，圖中說明紋波減少了五倍，但尖峰幅度基本上並沒有衰減。



圖 9 將圖 8 中波形 B 在時間與幅度上作了擴充，從而能對尖峰特性作更精確的研究，以便於後續的評估和最佳化。圖 10 顯示了將CIN緊緊放在一個陶鐵磁珠之後所產生的一個戲劇性的結果。尖峰幅度下降了五倍。磁珠在高頻時表示出損耗效應，從而嚴格地限制尖峰的穿過。而直流和低頻成份則可以無衰減地直通到穩壓器中。在COUT 前，在穩壓器輸出端再放一顆陶鐵磁珠則會產生如圖 11 中的波形。磁珠的高頻損耗特性進一步將尖峰幅度降低到 1 mV 以下，而不會在穩壓器輸出路徑中引入直流阻抗。有些情況下，可以用電感代替磁珠，但要先確實瞭解電感的局限性（參見附文“把電感當作高頻濾波器使用”）。

圖 12 是圖 11 的更高增益版本，它測得 900μV 的尖峰幅度，這幾乎比未接陶鐵磁珠情況要低 20 倍。藉由驗證共模元件或接地回路所完成的量測，並不會毀損所暗示的結果。做法是將靠近測量點的示波器輸入接地。理想情況下，不應出現信號。圖 13 表示幾乎沒有信號，暗示圖 12 的顯示是實際可行的。要實現次毫伏（submillivolt ）級的可靠寬頻測量有一些特殊的考量（見附文“次毫伏寬頻信號完整性的探測技術”）。有興趣的設計人員可以參考文獻 2 到 9 中所列文章、應用說明和書籍。

作者介紹
Jim Williams 一直是 EDN 的撰稿人，亦是 Linear 技術公司（加州 Milpitas）的研究員，他在類比電路和儀器設計領域擁有 20 年以上的經驗。








參考文獻
1. Williams, Jim, "A Monolithic Switching Regulator with 100-mV Output Noise," Linear Technology Corp, Application Note 70, Appendixes B, C, D, H, I, and J, October 1997.
2. Williams, Jim, "Low Noise Varactor Biasing with Switching Regulators," Linear Technology Corp, Application Note 85, pg 4 and Appendix C, August 2000.
3. Williams, Jim, "Component and Measurement Advances Ensure 16-Bit Settling Time," Linear Technology Corp, Application Note 74, Appendix G, July 1998.
4. LT1763 Low Dropout Regulator Data Sheet, Linear Technology Corp.
5. Hurlock, Les, "ABCs of Probes," Tektronix Inc, 1990.
6. McAbel, WE, Probe Measurements, Tektronix Inc, Concept Series, 1971.
7. Morrison, Ralph, Noise and Other Interfering Signals, ISBN 0-471-54228-1, John Wiley and Sons, 1991.
8. Morrison, Ralph, Grounding and Shielding Techniques in Instrumentation, Fourth Edition, ISBN 1245186 Wiley-Interscience, 1998.
9. "Fair-Rite Soft Ferrites," Fair-Rite Corp, 1998.


陶鐵磁珠的真相
圍住導體的磁珠可以隨頻率的上升產生越來越高的阻抗。這種效應適合那些載有直流和低頻信號導體的高頻雜訊過濾之用。磁珠在線性穩壓器的通帶上基本上是沒有損耗的。在較高頻段，磁珠的陶鐵材料會與導體的磁場發生作用，產生損耗特性。不同陶鐵材料和幾何結構會對不同頻率和功率電平產生不同的衰減因數（圖 A）。

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磁珠阻抗可從在 DC 時的 0.01Ω 上升到 100 MHz 時的 50Ω。因此，當直流電流和恆定磁場偏壓上升時，陶鐵的損耗效率開始下降。當然，你可以將磁珠串聯使用，成比例地增加衰減量。現在市面上推出許多的磁珠材料和實體配置，以適合標準產品和客製化產品的不同需求。


把電感當作高頻濾波器使用
有些情況下，電感可以替代磁珠來當作高頻濾波之用。典型的情況下，2 至 10 μH 的電感最合適。電感的優勢包括寬的頻率有效性，以及在低於 100 kHz 頻率時有更好的效率。圖 A 則是電感的缺點，包括由於銅線損耗而增加穩壓路徑中的直流阻抗、增加寄生並聯電容，以及易受開關穩壓器雜散輻射的影響。銅線損耗出現在直流上，降低了效率，而寄生的並聯電容形成了有害的高頻饋通路徑。電感在印刷電路板上放置的位置和方向也可能會讓雜散磁場侵入繞組內，讓電感繞組事實上成為一種變壓器的次級線圈。這種觀察到的尖峰及紋波相關失真的結果，將可冒充為被導電的元件，從而降低了效能表現。



圖 B 顯示了一種用印刷電路板走線構成的電感濾波器。這種長度經過延長的波形，形成了螺旋形或蛇形的圖案，在高頻時將呈現出感性（inductive）。在有些情況下它們可以極其有效，不過，它們的單位區域損耗能力比不上陶鐵磁珠。



次毫伏寬頻信號完整性的檢測技術
要得到可靠、寬頻的次毫伏測量結果，就需要在測量之前考慮一些重要因素。印刷電路板的設計佈局對獲得低雜訊是很重要的一步。要考慮電流的流向以及電源分配、地線以及地層的相互作用。檢查元件選擇與配置的效果。要計畫好輻射管理與負載返回電流的處理。電路一定要合理，電路板佈局一定要適當，電路也必須採用適合的元件，然後才能開始進行有意義的測量工作。

如果信號連接過程產生失真，則再小心準備的電路板也無法滿足工作要求。對準確地提取資訊來說，電路的連接是非常重要的。底層的寬頻測量要求對信號至測試儀器連接路徑的關注。要考慮的因素包括測試設備之間的接地迴路；連接到電路板上的電源，以及由於過多測試引線或走線長度所拾取的雜訊。

應讓連接至印刷電路板的連線數目降到最低，並使引線儘量地短。寬頻信號進出電路板要使用同軸電纜，並注意使同軸電纜的遮罩層接地。嚴格的同軸環境是產生可靠測量的重要前提。

圖 A 是用一個連續同軸信號路徑測量一個典型開關穩壓器尖峰的情況。尖峰主體的界限相當清楚，其後的干擾（disturbance）也被保留。圖 B 則說明的是用一根 3 英寸地線將同軸遮罩層連接到 印刷電路板地層的情況。顯然圖中出現了信號失真和振鈴（ringing）。這些照片均在 0.01V/division 靈敏度的情況下所拍攝的。如果要提高測量靈敏度，就要更加注意這些問題。



圖 C 顯示用一個寬頻、40 dB 增益的前置放大器，完成圖 12 中的 200μV/division 測量。值得注意的是，它採用全同軸路徑，包括交流耦合電容，從穩壓器透過前置放大器，最後到達示波器。同軸耦合電容的遮罩直接連接到穩壓器電路板的地層，電容的中心導體連接到穩壓器的輸出。其中沒有非同軸的測量連接。圖 D 是圖 12 的重複，它清楚地顯示出 900 mV 輸出尖峰的細節。在圖 E 中，測量處出現了 2 英寸的地線，違反了同軸的方式。結果造成波形品質的下降。
 
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